音頻功率放大器的CMOS電路設計
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結果得到了一個與晶體管尺寸有關的電流表達式，由式中可以看出，輸出功率管M21的靜態(tài)電流由M13，M21，M23，M24的寬長比與電流決定，與輸入信號無關。因此，預先設定好四個管子的寬長比，給M13，M23，M24以固定的電流，輸出功率管的靜態(tài)電流就被確定下來了。但是運放中加入四個MOS管是否不會影響運放的其他性能。從信號通路的角度看，晶體管M11，M12，M13，M14中只流過直流電流，沒有交流電流從中通過，它們屏蔽了交流行為，對來自第一級的電流表現為一個無窮大的交流阻抗。這四個MOS管設置了輸出功率管的靜態(tài)電流，但是對于第一級的增益、帶寬均不起作用。所以放大器的增益仍然為：
使用跨導線性環(huán)的目的是當一個輸出晶體管流過大電流時，防止另一個輸出晶體管關斷。實際上，當M21流過一個大的輸出電流時，M22就有可能被關斷。在流過大的輸出電流的情況下，至少要保證M22上能流過一個最小的電流，這樣就可以減少交越失真并且提高速度。
對于這樣的多極點兩級運放來說，在輸出端電阻和電容串聯(lián)做米勒補償，以增大相位裕度，提高穩(wěn)定性。通過頻率補償，兩個主極點分別為：
式中：RA是從M9漏端到地的總阻抗；CA是M9漏端到地的總寄生電容；CL是輸出端的總電容。p1是第一級放大器的輸出端產生的極點，米勒補償后離原點最近，成為主極點；p2是輸出端產生的極點。米勒補償后離原點較遠。同時由于電阻和電容形成了通路，產生一個零點：
適當調節(jié)R，使z=p2，可使零點與第二主極點相互抵消，增加了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。
2 仿真結果及分析本文引用地址：http://cafeforensic.com/article/157413.htm
仿真性能參數如表1所示。用Cadence Spectre進行仿真。使用了華潤尚華0．5μm的N阱CMOS工藝模型，模擬環(huán)境是VDD=5 V，T=27 ℃典型條件。在5 V單電源下驅動8 Ω負載。對于1 kHz，4 V峰一峰值的正弦波激勵，仿真得到負載上的電壓基波幅度為3．9l V。此時電源消耗的平均功率為3．15 W，功率放大器的效率為60．7％。總諧波失真為0．098％?？傮w上THD和效率隨輸入電壓變大而增加。放大器頻域響應如圖3所示。
3 結語
該設計的AB類輸出功率放大器電路，采用折疊式共源共柵結構，功率管推挽式輸出，同時利用外部電流源供電，采用低壓共源共柵電流鏡結構的偏置電路。仿真結構表明該運放具有高增益，低輸入失調電壓，低THD等特點，同時具有良好的頻率特性，較低的靜態(tài)功耗，滿足一塊高性能的AB類音頻功放芯片的要求。
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