0 引言

壓控振蕩器(VCO)是射頻集成電路(RF-ICs)中的關鍵模塊之一。近年來隨著無線通信技術的快速發(fā)展，射頻收發(fā)機也有了新的發(fā)展趨勢，即單個收發(fā)機要實現(xiàn)寬頻率多標準的覆蓋，例如用于移動數(shù)字電視接收的調諧器一般要實現(xiàn)T-DMB、DMB-T等多個標準，并能覆蓋VHF、UHF和LBAND等多個頻段。本文所介紹的VCO設計采用如圖1(a)所示的交叉耦合電感電容結構，相對于其他結構的VCO來說該結構更加易于片上集成和實現(xiàn)低功耗設計，并且利用LC諧振回路的帶通濾波特性，能獲得更好的相位噪聲性能。

本設計采用TSMC的0.18μm、5層金屬的RFCMOS工藝，所用無源器件全部片內集成，其中螺旋電感由第5層金屬制成。由于該金屬層較厚因而具有較低的寄生串聯(lián)電阻，保證了螺旋電感具有足夠高的Q值。該VCO用于覆蓋VHF、UHF和LBAND三個頻段的零中頻結構接收機(ZERO-IFtuner)。實測結果表明，在1.8 V電源供電的情況下，僅消耗2.7 mA的電流，輸出頻率實現(xiàn)了在1.65～2.45 GHz的超寬范圍內連續(xù)可調。在1.65 GHz工作頻率下，20 kHz頻偏處的相位噪聲僅為-87.88 dBc／Hz，完全滿足接收機的系統(tǒng)要求。

1 寬帶LC VCO設計

本設計的主要目標是要能覆蓋800MHz以上的頻率范圍，中心頻率在2 GHz，即覆蓋1.6～2.4 GHz。在選擇核心電路時采用了圖1的拓撲結構，因為相對于其他能實現(xiàn)超寬頻率覆蓋范圍的結構如環(huán)形振蕩器或松弛振蕩器，該結構簡單高效，不僅易于片上集成，而且能實現(xiàn)更低的相位噪聲。

1.1 LC諧振回路設計

VCO的頻率調節(jié)范圍與可變電容的容值調節(jié)范圍直接相關。在控制電壓的變化范圍一定的情況下，一味地增大MOS可變電容的尺寸雖說可以提高Cmax與Gmin的比值，從而實現(xiàn)超寬頻率覆蓋范圍。但這樣會導致VCO的增益(KVCO)過高，從頻率綜合器設計的角度來說這是不可取的，它會使系統(tǒng)的相位噪聲惡化。本設計采用開關電容陣列將目標頻段劃分成若干子頻段，子頻段內的連續(xù)調節(jié)則通過控制電壓改變可變電容的容值來實現(xiàn)。這樣一個較小的MOS可變電容就可以覆蓋每個子頻段，KVCO也控制在合理的范圍之內了。

LC諧振回路主要由三部分構成：高Q值的片上螺旋電感、做在NWELL中的MOS可變電容以及一個提供頻率粗調的開關控制的電容陣列，如圖2(a)所示。注意C0為MIM電容，具有較高的Q值，因而不會使諧振回路的Q值惡化。6個開關分別控制以2的冪為權重的MIM電容是否接入諧振回路。當開關全部導通時，回路中接人了最多的電容，此時VCO振蕩頻率最低并具有最小的KVCO；當開關全部斷開時，回路中接入了最少的電容，此時VCO振蕩頻率最高并具有最大的KVCO。VCO振蕩頻率由公式(1)決定。

式中，Cvar是可變電容的容值，Carray是接入回路的MIM電容容值，Cp是回路中寄生電容的容值。開關的通斷僅僅提供了頻率的粗調，即選擇VCO工作在某一個子頻段，而頻率的細調是由MOS可變電容實現(xiàn)的?？勺冸娙莸某叽绺鶕?jù)公式(2)來選取?？紤]到寄生電容的影響，為了保證相鄰子頻段的頻率覆蓋是連續(xù)的，在控制電壓變化范圍內可變電容的平均容值應為C0的2～3倍。

圖2中電路還有兩點需要注意。一是電阻R不能省略，R提供了開關到地的直流通路，如果省略該點電位將浮空，影響開關工作狀態(tài)。R的阻值也不是越大越好，選取時應考慮版圖面積的限制。二是控制開關實現(xiàn)時應選用工藝允許的最小溝道尺寸，這樣的好處是一方面能實現(xiàn)最小的導通電阻從而不會給回路帶來過多的損耗，另一方面能把回路的寄生電容減小到最低程度從而提高了VCO的最大振蕩頻率。

1.2 核心電路設計

LC VCO的核心電路采用了互補的交叉耦合結構，如圖1(a)所示。相對于非互補結構來說，這一結構的電流利用效率最高，因為PMOS和NMOS交叉耦合對共用了一路偏置電流提供能量，來補償LC諧振回路的損耗。

作為交叉耦合對的MOS管M1～M4的寬長比主要由VCO起振條件決定?？紤]圖1(b)中LC VCO的簡化模型，起振條件可由公式(3)來表示，其中gm為交叉耦合對的等效跨導，RT為LC諧振回路在振蕩頻率fosc處的等效阻抗，rL為螺旋電感的寄生電阻。

從公式(3)可以知道起振條件與振蕩頻率是密切相關的，最壞情況出現(xiàn)在最低振蕩頻率fosc，min處。為了留有足夠裕量，實際設計時應按公式(4)來確定M1～M4的尺寸。

尾電流源采用了PMOS管，因為PMOS管具有更小的1／f噪聲。M5漏極并聯(lián)一個40 pF的大電容，一方面對電流源上的噪聲有一定濾波作用，另一方面使得該點成為理想的交流虛地點，有利于改善振蕩波形的對稱性，從而提高VCO相噪性能。

2 測試結果

VCO流片采用了TSMC先進的0.18 μm RFCMOS工藝。圖3是版圖實現(xiàn)的截圖，可以看到整個布局做到了嚴格對稱。

測試主要采用了Agilent的E3631高精度電源和帶相噪測試功能的E4440頻譜分析儀。圖4是電容陣列的調檔情況，每一短線對應一個子頻段(子頻段數(shù)為n)，子頻段內的頻率覆蓋通過改變加在可變電容上的控制電壓Vctr1，Vctr2實現(xiàn)。圖中可以看出在1.65～2.45 GHz范圍內VCO實現(xiàn)了連續(xù)覆蓋。另外需要注意的是由于圖1中M1～M5引入的寄生電容使得電容陣列并不能按嚴格的二進制規(guī)律切換，因此在最高位切換時看到了一個明顯的頻率變化，但這并沒有影響頻率的連續(xù)覆蓋。

除了寬頻率覆蓋范圍以外，低相位噪聲是另一重要的設計目標。圖5和圖6分別給出了在1.65 GHz和2.45 GHz載波頻率處相位噪聲的量測情況。低頻段25kHz頻偏處VCO相噪低至-87.88 dBc／Hz。高頻段時相噪性能略有降低，這是因為此時VCO增益最高，控制電壓上的噪聲通過MOS可變電容轉換成相位噪聲Nphase，使相噪性能惡化。

VCO由1.8V電源供電。表1列出了在核心電路耗電2.7 mA和3.6 mA兩種情況下各性能指標的量測結果。

3 結論

采用互補型交叉耦合LC VCO作為核心電路，通過二進制MIM電容陣列和MOS可變電容分別對頻率進行粗調和細調，再結合簡單實用的相位噪聲優(yōu)化措施，本文所介紹的VCO在TSMC 0.18 μmRFCMOS工藝下實現(xiàn)了極大的頻率覆蓋范圍并具有良好的相噪性能，1.8 V電源供電時電流消耗可低至2.7 mA，完全能夠勝任多標準通用調諧器苛刻的系統(tǒng)要求。