圖6:高壓線路的VIN和IIN波形（VIN=220V,負載=1100W,THD=2.27%,PF=0.996）

改善輕載時的PF

每個PFC在輸入端都有一個電磁干擾（EMI）濾波器。EMI濾波器的X電容會引起AC輸入電流超前AC電壓，從而影響PF.在輕載和高壓線路下，這種情況將變得更糟糕：PF很難滿足嚴格的規(guī)范。要想增加輕載時的PF,我們需要相應(yīng)地強制電流延遲。我們?nèi)绾螌崿F(xiàn)呢？

圖7:測量到的VIN無延遲
我們知道，PFC電流控制環(huán)路不斷嘗試強制電流與其參考匹配。該參考基本上是AC電壓信號，只是大小不同。因此，如果我們能夠延遲電壓檢測信號，并將延遲后的電壓信號用于電流參考生成，便可以讓電流延遲，來匹配AC電壓信號，從而使PF得到改善。這對一個模擬控制器來說比較困難，但對數(shù)字控制而言，只需幾行代碼便可以實現(xiàn)。

圖8:測量到的VIN被延遲300us

首先，輸入AC電壓通過ADC測量。固件讀取測量到的電壓信號，再加上一些延遲，然后使用延遲后的信號來生成電流參考。圖7、8顯示了1100W無橋PFC的測試結(jié)果。在該測試中，VIN=220V,VOUT=360V,而負載=108W（約滿載的10%）。通道1為IIN,通道2為VIN,通道4為帶延遲的測量到的VIN信號。圖7中，測量到的VIN沒有增加延遲，PF=0.86,THD=8.8%.而在圖8中，測量到的VIN信號被延遲了300us,這種情況下，PF被改善到0.90.此外，還可以進一步改善PF,但這將以犧牲THD為代價，因為進一步延遲電流參考，將在AC電壓交叉點處產(chǎn)生更多的電流失真。在圖9中，測量到的VIN被延遲了500us,此時，PF被改善到0.92.但是，電流在電壓交叉點處出現(xiàn)了失真。結(jié)果，THD變得更糟糕，達到11.3%.

圖9:測量到的VIN被延遲500us
非線性控制

相比電流環(huán)路，電壓環(huán)路控制的復雜度較低。在數(shù)字實現(xiàn)時，輸出電壓VO通過一個ADC檢測，然后同一個電壓基準比較。我們可以使用一個簡單的比例積分（PI）控制器，來閉合該環(huán)路。

其中，U為控制輸出，Kp和Ki分別為比例和積分增益。E[n]為DC輸出電壓誤差采樣值。

如前所述，使用數(shù)字控制的好處之一是它能夠?qū)崿F(xiàn)非線性控制。為提高瞬態(tài)響應(yīng)，可以使用非線性PI控制。圖10是非線性PI控制的一個例子。誤差越大時（通常出現(xiàn)在瞬態(tài)），所使用的Kp增益也越大。當誤差超出設(shè)置限制時，這將加速環(huán)路響應(yīng)，并且，恢復時間也被縮短。對于積分器，則又是另外一種情況。眾所周知，積分器用于消除穩(wěn)態(tài)誤差。然而，它卻經(jīng)常引起飽和問題，并且其90°相位滯后也將影響系統(tǒng)的穩(wěn)定性。正因如此，我們使用了一個非線性積分增益（圖10）。當誤差超出一定程度時，積分增益Ki減小，以防止出現(xiàn)飽和、超調(diào)和不穩(wěn)定的問題。

圖10:非線性PI控制。
數(shù)字電壓環(huán)路控制的另一個優(yōu)點被稱為抗積分器飽和，它一般出現(xiàn)在AC下降時。當出現(xiàn)AC下降且下游負載繼續(xù)吸取電流時，DC輸出電壓開始下降，而PFC控制環(huán)路卻仍然嘗試調(diào)節(jié)其輸出。因此，積分器積分，并可能出現(xiàn)飽和，這種情況被稱為積分器飽和。一旦AC恢復，飽和的積分器便可能引起DC輸出電壓超調(diào)。為防止出現(xiàn)這種情況，則一旦探測到AC恢復，固件便馬上復位積分器，并且DC輸出達到其調(diào)節(jié)點。

數(shù)字控制器還可以做更多工作，例如：頻率抖動、系統(tǒng)監(jiān)控和通信等，并且還可以為無橋PFC提供靈活的控制、更高的集成度和更高的性能。在一些高端AC/DC設(shè)計中，越來越多的設(shè)計正在使用數(shù)字控制器。