圖中采用了f-sample=15.36MHz的采樣頻率對h(t)進行了采樣，由沖擊響應不變法形成了數(shù)字頻率域上FIR結構濾波器的沖擊響應系數(shù)，即FIR濾波系數(shù)。在頻域上每隔10kHz對幅度函數(shù)進行采樣，橫軸采用歸一化頻率表示，由于采樣是時域采樣，所以頻域上產生了周期性延拓。但是由此圖可以看出，幅度譜還是基本能夠滿足成型濾波需求，又由于采取了FIR結構，故其系統(tǒng)函數(shù)可表示為

其中H(f)為如上RRC濾波器的頻率域上的形勢，為FIR引入的相位延遲。并且由于是奇數(shù)階FIR濾波器，系數(shù)呈現(xiàn)偶對稱的關系，濾波器系數(shù)滿足如下條件：

上文簡要介紹了基于FIR結構RRC濾波器的基本原理與特性，下文重點描述在WCDMA基帶芯片數(shù)字前端中如何串行模擬基帶輸送的并行IQ路數(shù)據(jù)。

2 IQ串行RRC濾波器
對于下行信號，按照25．213(release6)協(xié)議規(guī)定碼片速率為3．84Mbps，考慮到采樣定理與模擬基帶普遍采用的調制方式，在模擬基帶處使用16倍碼片速率采樣，即ABB采用61．44MHz頻率主時鐘采樣信號，產生4bit的PDM碼。其后DBB也采用16倍速對數(shù)據(jù)進行處理。當然RRC端輸入數(shù)據(jù)已經(jīng)經(jīng)過降采樣濾波器處理，采樣數(shù)據(jù)降低為15．36MHz，即4倍速碼片速率。但由于射頻前段均采用IQ雙通道結構，所以此時形成了I路與Q路兩路并行數(shù)據(jù)流，因此需要兩個RRC濾波器并行處理數(shù)據(jù)，因此使得系統(tǒng)資源大量浪費。所以本文進一步利用了4倍速碼片速率并行IQ數(shù)據(jù)，添加了一個由計數(shù)器形成的控制部分，改變普通FIR濾波結構，復用了RRC的資源，同時完成了IQ兩路數(shù)據(jù)流的處理。
2．1 IQ并串轉換
首先將兩路并行IQ數(shù)據(jù)降采樣后進行并串轉換，主時鐘采用16倍速碼片速率，為61．44MHz。轉換控制由計數(shù)器完成，計數(shù)器為2bit，在高位為1時刻采樣I路，在高位為0時刻采樣Q路，整個轉換過程如圖3所示。