Cs為PWM整流器的交流側(cè)儲能濾波電容，它的取值大小至關重要。取值較大有利于電能轉(zhuǎn)換及反饋電流的濾波，但成本增加且電容上的電流增加，電容上的電流增加則直接影響PWM整流器向電網(wǎng)逆變的功率，或同等功率下不得不增大PWM整流器主開關管的電流容量，從而使得整體成本增加；取值較小，電容上的電流減小價格降低，但反饋電流的諧波增加。因此對于Cs的取值應綜合考慮電容上的電流、電流的諧波和制造成本。

　　為使得Cs在合理的情況下PWM整流器的逆變輸出電流滿足IEC1000-3-2所規(guī)定的最大諧波電流值，在PWM整流器的交流輸出端合理地設置濾波電感，如圖2所示的LA、LB、LC可獲得較為理想的效果，該電感的并入能較好的抑制流向電網(wǎng)的高次諧波電流，且該電感的數(shù)值較小并不能改變電路系統(tǒng)的特性。

　　若設圖2中的開關VTK導通時=1開關VTK關斷時=0則根據(jù)電流型逆變器的工作特點必定有如下關系

　　考慮到電流型PWM整流器直流側(cè)具有相對較大的電感，因此有理由假定在一個開關周期內(nèi)直流電流是保持恒定的，則圖2所示的相關電流有如下關系

　　上式中I為PWM整流器直流側(cè)電流，考慮到輸出波形的頻率與逆變器開關頻率相比要低得多，因而有理由用一個開關周期內(nèi)的平均值dk替代開關函數(shù)，因此逆變器交流側(cè)電流可表示為

　　圖2所示電路的電流型PWM整流器總計能產(chǎn)生六個空間矢量和三個零矢量，其表達式如下

　　因此只要采取適當?shù)目刂撇呗跃涂梢垣@得所要求的Ira、Irb、Irc。

　　系統(tǒng)參數(shù)選擇及實驗結(jié)果

　　每個負載模擬單元參數(shù)，直流電壓：54～540V；直流電流：30～100A。

　　參數(shù)選擇

　　系統(tǒng)主電路見圖2，VT1～VT6：主開關管IGBT，電流額定為200A；LA、LB、LC：PWM整流器的濾波電感，4mH；L：直流側(cè)濾波電感，5.3mH；C：交流側(cè)儲能濾波電容，5μF/1200V；LEM：直流側(cè)電壓檢測，型號為：KV50A/P；逆變器調(diào)制頻率：10kHz，直流側(cè)電壓：54～540V。

　　實驗結(jié)果

　　圖5的超前電壓為電容上的電壓，滯后者則為電網(wǎng)電壓波形，從圖2所示的原理圖可以看出此時的工況為再生工況，且濾波電感LA、LB、LC起到濾波作用，進而可以看出盡管電容上的電壓波形含有一定量的高頻成分，但經(jīng)濾波后的饋網(wǎng)電流的諧波已足夠小了（見圖6所示的電流波形）。

圖5 電網(wǎng)電壓波形和電容上的電壓波形

圖6 PWM整流器交流側(cè)輸出電流及電網(wǎng)電壓波形

　　PWM整流器交流側(cè)電壓及輸出電流波形如圖6所示。

　　從圖6所示的電網(wǎng)電壓波形及PWM整流器輸出電流波形可以看出二者是反相位的，即該控制方法使得交流側(cè)的功率因數(shù)約為－1.0。

　　利用波形分析儀對反饋電流進行的諧波分析得知，由電流型PWM整流器實現(xiàn)的電子模擬功率負載在額定功率運行時的總諧波小于1.2％，在50％功率運行時的總諧波含量小于1.3％，在10％功率運行時的總諧波含量小于1.6％，滿足我國的有關諧波標準及國際IEC1000-3-2標準。

　　實驗證明該方法具有控制精確、電流動態(tài)效應快、DSP控制器計算量小、易于實現(xiàn)對逆變器的高頻控制等優(yōu)點。

　　結(jié)論

　　本文的原理分析及實驗證明，采用電流型PWM整流器實現(xiàn)電子模擬功率負載，一方面為實現(xiàn)電子模擬功率負載提供

了又一可選方案，另一方面，為輸出電壓變化的電源所需電子負載提供了更為有效的解決方法。該方案通過對電能的再生利用解決了利用電阻型負載進行實驗時的能源浪費問題，改善了工作環(huán)境，節(jié)約了工作空間，實驗的自動化程度也有很大的提高。

　　本文的討論是對輸出電壓變化的直流電源及蓄電池的出廠試驗、特性實驗，日常維護檢測及可靠性試驗而言的，對輸出電壓恒定的直流電源同樣適用，只是它們的電流和電壓的等級不同使得在設計上有所不同。