O 引言
隨著計算機、通訊和網(wǎng)絡技術的迅猛發(fā)展，低壓大電流DC/DC變換器成為目前一個重要的研究課題。傳統(tǒng)的二極管或肖特基二極管整流方式，由于正向?qū)▔航荡?，整流損耗成為變換器的主要損耗。功率MOSFET導通電阻低、開關時間短、輸入阻抗高，成為低壓大電流功率變換器首選的整流器件。根據(jù)MOSFET的控制特點，應運而生了同步整流(Synchronous rectification，SR)這一新型的整流技術。

1 同步整流正激變換器
圖l給出的是一種電壓自驅(qū)動同步整流正激變換器，圖l中兩個與變壓器耦合的分離輔助繞組N4、N5用來分別驅(qū)動兩個同步整流管S201、S202。當主開關管導通時，變壓器副邊繞組上正下負，S201柵極電壓為高，導通整流；主開關管截止時，副邊繞組下正上負，續(xù)流S202柵極為高，導通續(xù)流。
正激變換器中，同步整流S201的運行情況與變壓器磁復位方式有關。如果采用如圖1所示的輔助繞組復位電路，在復位結束過程之后，變壓器電壓保持為零的死區(qū)時間內(nèi)，輸出電流流經(jīng)續(xù)流同步整流管S202，但是S202柵極無驅(qū)動電壓，所以輸出電流必須流經(jīng)S202的體二極管。M0SFET體二極管的正向?qū)妷焊?，反向恢復特性差，導通損耗非常大，這就使采用MOSFET整流的優(yōu)勢大打折扣，為了解決這一問題，較為簡單的做法是在S202的漏極和源極之間并聯(lián)一個肖特基二極管D201，在S202截止的時間內(nèi)，代替S202的體二極管續(xù)流，這一方法增加的元件不多，線路簡單，也很實用。

為了優(yōu)化驅(qū)動波形，可以采用分離的輔助繞組來分別驅(qū)動兩個同步整流管，比起傳統(tǒng)的副邊繞組直接驅(qū)動的同步整流變換器來說，這種驅(qū)動方式無工作電流通過驅(qū)動繞組，因此不需要建立輸出電流的時間，MOSFET能夠迅速開通，開通時的死區(qū)時間即體二極管導通的時間減少了一半。另一方面驅(qū)動電壓不只局限于副邊電壓，可以通過調(diào)整輔助線圈來得到合適的驅(qū)動電壓。

2 輕載條件下的同步整流
對于正激變換器，在主開關管截止的時間里，輸出電流是靠輸出儲能電感里的能量維持的，因此變換器有兩種可能的運行情況：電感電流連續(xù)模式(CCM，continuous current mode)和電感電流斷續(xù)模式(DCM，discontinuous current mode)。
2.1 電感電流連續(xù)模式CCM
當負載電流較大時，電感電流在整個周期內(nèi)都不會下降到零，每個開關周期可以分為兩個階段，在t1階段，S201導通，S202截止，電感兩端的電壓為Vs-Vo(其中，Vs為變壓器副邊繞組電壓，Vo為變換器輸出電壓)，電感電流持續(xù)上升；t2階段，S201關斷，S202導通，電感兩端電壓為-V。，電感電壓持續(xù)下降。穩(wěn)態(tài)時，一個開關周期內(nèi)，濾波電容C的平均充電電流與放電電流相等，故變換器輸出的負載電流平均值Io就是iL的平均值，由于負載電流較大，電感電流iL在整個周期中都不會下降至零，電感電流方向不發(fā)生變化，如圖2(a)所示。

當負載電流Io減小時，ILmax和ILmin都減小，當負載電流Io減小到使ILmin在Ioff結束時恰好為零，如圖2(b)所示，此時的負載電流稱之為臨界電流

當負載電流進一步減小時，對于副邊采用傳統(tǒng)二極管續(xù)流工作的正激變換器來說，將會出現(xiàn)電感電流斷續(xù)的工作情況，如圖2(c)所示。
當副邊采用同步整流工作時，由于續(xù)流MOSFET的雙向?qū)ǖ奶匦?，使得此時的電感電流能夠反向，如圖2(d)所示，產(chǎn)生環(huán)流。有了環(huán)流就會消耗環(huán)流能量。這個能量的大小和輸出濾波電感有關，輸出濾波電感越小，環(huán)流就會越大，環(huán)流能量越大，損耗也越大。所以由于同步整流器不能從CCM模態(tài)自動切換到DCM模態(tài)，輕載時就會產(chǎn)生很大的環(huán)流損耗。環(huán)流損耗、開關驅(qū)動損耗和開關損耗使得變換器輕載時的效率較低。
為了避免電感電流輕載時反向形成環(huán)路電流，可以采用如圖3所示的驅(qū)動電路。S201、S202為兩個同步整流管，Vdd為一基準電壓，R211和R212分壓后產(chǎn)生一個電壓給定值加在比較器的同向輸入端，比較器的反向輸入端接在輸出電流取樣電阻R210上。當輸出電流高于臨界輸出電流，比較器輸出高電平，主開關管截止期間，S202、S203導通，高電位加至續(xù)流M0SFET S202柵極，S202導通續(xù)流；當輸出電流低于臨界電流時，比較器輸出低電位，S204、S203、S202均截止，這個時候的續(xù)流工作就交由與S202并聯(lián)的肖特基管D201完成，由于肖特基的單向?qū)щ娦员苊饬谁h(huán)路電流的形成。
值得注意的是，續(xù)流MOSFET一定要在反向電流產(chǎn)生前截止。如果已經(jīng)產(chǎn)生了反向電流以后才使MOSFET截止，此時反向電流迅速下降，產(chǎn)生很大的di/dt，會在續(xù)流MOSFET源極和漏極兩端產(chǎn)生很高的電壓尖峰，這個電壓尖峰甚至可能高于MOSIFET的耐壓，使續(xù)流MOSFET擊穿，如圖4的試驗波形所示。

在這種控制方式下，重載時由續(xù)流同步整流管續(xù)流，輕載時由肖特基管續(xù)流，電感電流將進入DCM模式，這樣減少了導通損耗，提高了輕載時變換器的效率。
2.2 電感電流斷流模式(DCM)
在這種情況下，每個周期可以分為三個階段，t1和t2階段同上述CCM相同。如果在進入t3時刻時，電感兩端電壓和電感電流精確為零，電路就剛好處于穩(wěn)態(tài)，不會出現(xiàn)振蕩，但實際電路中，很難保證這兩個條件的滿足。
在t3階段，S201和S202均處于關斷狀態(tài)，由電感L201寄生電容Cp負載電容C201與負載并聯(lián)構成了L/C振蕩回路，考慮到C201>>Cp，可以求得振蕩頻率為

這個頻率往往很高，會在S202源極和漏極兩端形成明顯的振蕩，也就是通常所說的振鈴現(xiàn)象，這個過程通常來說是欠阻尼振蕩，如圖5的試驗波形所示。

由于DCM模式能夠避免輕載時環(huán)路電流的產(chǎn)生，卻可以大大提高了變換器輕載時的效率。兩種電路模式的效率對比如圖6所示。

3 結語
在輕載工況下，采用關斷續(xù)流MOSFET使得正激變換器副邊工作在DCM模式下，可以顯著提高同步整流變換器輕載時的效率。實驗證明，采用如圖3所示的電路能夠完成輕載時副邊電流CCM到DCM的轉(zhuǎn)化，是提高正激變化器輕載效率的一種可行的方法。