雖然開關(guān)式電源供應(yīng)器聲稱可以發(fā)揮接近 100% 的效率，但若以低負載電流操作，其效率則會大幅下降，甚至比線性穩(wěn)壓器的效率還低。我們只要采用斷續(xù)導(dǎo)電模式 (DCM) 再配合多種不同的操作模式，便可提高開關(guān)式電源的效率。

目前市場有多種不同的開關(guān)式電源可供選擇，例如采用升壓、降壓以及反相配置等不同的電源供應(yīng)器，而其中以降壓轉(zhuǎn)換器最受采用電池供電的應(yīng)用方案歡迎。

降壓轉(zhuǎn)換器受歡迎的原因非常簡單。開關(guān)式電源的效率接近 100%，但能否發(fā)揮這樣高的效率則取決于操作環(huán)境及電源供應(yīng)器在系統(tǒng)設(shè)計中所扮演的角色。開關(guān)穩(wěn)壓器的效率遠比線性穩(wěn)壓器高，正因為這個緣故，以電池供電的應(yīng)用方案大多選用開關(guān)穩(wěn)壓器。

[圖]

開關(guān)降壓穩(wěn)壓器
線性穩(wěn)壓器

· Vg = 3.6V
· Vo = 1.5V
· 0 < Io < 300mA

圖 1：以較高以至極高負載電流操作時，開關(guān)降壓穩(wěn)壓器的效率比線性穩(wěn)壓器高一倍，但負載若很低，其效率便會大打折扣。

圖 1 將線性穩(wěn)壓器與開關(guān)降壓穩(wěn)壓器在不同負載電流下所發(fā)揮的效率加以比較。從圖中我們可以看到在大部分的負載情況下線性穩(wěn)壓器只能發(fā)揮約 40% 的效率，而降壓穩(wěn)壓器的效率則超過 90%。但我們必須留意，當(dāng)負載電流跌近至 0.1mA 的極低水平時，降壓穩(wěn)壓器的效率會跌至比線性穩(wěn)壓器的效率還低的水平。

雖然開關(guān)穩(wěn)壓器在一個很窄小的負載范圍內(nèi)無法發(fā)揮其高效率，但這又與我們何干？話不能這樣說，因為如果我們的系統(tǒng)有很多時間處于待機狀態(tài)，這個問題便不能置之不理。

微處理器/數(shù)字信號處理器核心模式 備用 待機 第 1 次操作 第 2 次操作 滿載操作
這個模式占全部使用時間的百分比
負載電流 Io [mA]

線性穩(wěn)壓器線性穩(wěn)壓器平均總 Ig [mA] 效率 [%]
電池電流 Ig [mA]
這個模式的平均 Ig [mA]

開關(guān)穩(wěn)壓器開關(guān)穩(wěn)壓器平均總 Ig [mA] 效率 [%]
電池電流 Ig [mA]
這個模式的平均 Ig [mA]

Vg = 3.6V
Vo = 1.5V
0 < Io < 300mA

圖 2：裝設(shè)于移動電話之內(nèi)的微處理器/數(shù)字信號處理器可能有 90% 的時間采用低負載的待機模式。以這樣低的負載來說，線性穩(wěn)壓器是一個效率更高的供電來源。

例如，裝設(shè)于移動電話之內(nèi)的微處理器/數(shù)字信號處理器有 90% 的時間采用低負載的待機模式，期間只耗用 0.1mA 的電流。我們?nèi)舨捎镁€性穩(wěn)壓器為微處理器/數(shù)字信號處理器提供電源供應(yīng)，電池只需要提供 0.12mA 的供電便可驅(qū)動穩(wěn)壓器。但我們?nèi)舨捎瞄_關(guān)穩(wěn)壓器，電池則需要提供 0.14mA 的供電，耗電量比線性穩(wěn)壓器高 15%。

毫無疑問，開關(guān)穩(wěn)壓器在其余 10% 的時間可以發(fā)揮遠比待機模式為高的效率。對于以電池供電的系統(tǒng)來說，開關(guān)穩(wěn)壓器是一個較為理想的選擇，原因也在于此。但其實我們有多個方法可以進一步提高開關(guān)穩(wěn)壓器以低負載電流操作時的效率，以下介紹兩個改善的方法。

[圖]
圖 3a
NMOS: 同步整流器 S2

[圖]
PMOS: 主開關(guān)器 S1
驅(qū)動器
圖 3b

圖 3：理想的開關(guān)電源的開關(guān)由兩個金屬氧化半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管 (MOSFET) S1 及S2 搭配相關(guān)電路組成。

導(dǎo)電損耗的產(chǎn)生

第一個改善效率的方法是盡量減少電源供應(yīng)器采用低負載電流操作時產(chǎn)生的導(dǎo)電損耗。(第二個方法是盡量減少開關(guān)損耗。) 但深入探討這兩個問題之前，我們要先了解有關(guān)的背景。例如，圖 3a 是一個理想的開關(guān)穩(wěn)壓器電路，我們可以看看輸出濾波器內(nèi)的電感器的電壓及電流波形。

若開關(guān)處于位置 1，電感器的電壓為 Vg - V。若開關(guān)處于位置 2，電感器的電壓為 -V。

若開關(guān)處于位置 1，電感器的電流斜率則屬正數(shù)。我們可以利用以下公式計算斜率的數(shù)值：

di
VL = L ----
Dt

Vg - V
斜率相等于 ---------
L

若開關(guān)處于位置 2，電感器的電流斜率則屬負數(shù)，

-V
其斜率相等于---------
L

簡單來說，這是電感器平均電流的紋波。紋波的波幅具有相當(dāng)重要作用，現(xiàn)特別以 DIL 這個符號代表紋波波幅。DIL 是電感器紋波電流的峰值與其平均值之間的波幅。(2DIL 是紋波的峰峰值。)

當(dāng)我們分析開關(guān)式電源供應(yīng)器的穩(wěn)定狀態(tài)時，我們不可忘記以下兩個事實。其一是電感器的平均電壓等于零；其二是流經(jīng)電容器的平均電流等于零。

我們?nèi)艏毿姆治鲞@些事實，便會發(fā)現(xiàn)開關(guān)穩(wěn)壓器的直流輸出電壓與占空度及輸入電壓成正比，亦即 V = D x Vg。我們也會發(fā)現(xiàn)流經(jīng)電感器的平均電流相等于輸出電流。

因此，若負載電流上升，電感器的平均電流也隨著上升。若負載電流下降，電感器的平均電流也隨著下降。但無論負載電流如何波動，紋波電流的波幅保持不變。我們必須緊記一點，紋波的波幅(DIL) 取決于輸入及輸出電壓，也取決于電感器的電感值，但不受電流的影響。

[圖]

高 Io
低 Io
每當(dāng)負載電流跌至較低的水平時，電感器電流的極性會逆轉(zhuǎn)

高 Io
低 Io
電感器電流在周期結(jié)束前下跌至零：“斷續(xù)導(dǎo)電模式”(DCM)

圖 4：電源供應(yīng)器處于穩(wěn)定狀態(tài)時，電感器平均電流等于負載電流。負載電流下跌時，電感器電流也會隨著下跌，直至電感器電流跌至低于零，導(dǎo)電損耗便由此產(chǎn)生。

我們?nèi)粼谑静ㄆ魃嫌^看流經(jīng)電感器的電流，便可看到電感器電流之中直流部分的紋波。我們?nèi)粽{(diào)低開關(guān)穩(wěn)壓器的負載電流，便會發(fā)覺電感器電流的直流部分也會隨著下跌，但紋波的波幅則不會出現(xiàn)任何變動。我們?nèi)舨粩鄬⒇撦d電流調(diào)低，直到低至某一點時我們會發(fā)覺電感器電流會在一瞬間低于零。

即使我們將電感器電流的流向逆轉(zhuǎn)，作用也不大，因為這樣不會加大輸出電流，但卻會引致電源供應(yīng)器產(chǎn)生內(nèi)在的導(dǎo)電損耗，以致效率會受到影響。

為免電流跌至低于零，我們可以采用過零檢測電路，指示圖 3b 上的 S2 開關(guān)在電流跨越零點時立即開啟。開關(guān)器開啟之后，電感器電流將會以斷斷續(xù)續(xù)的方式流動。換言之，開關(guān)穩(wěn)壓器已改用斷續(xù)導(dǎo)電模式操作。

由于我們知道電感器電流會跌至零，電流甚至?xí)Ｖ挂欢螘r間，因此我們很容易看見斷續(xù)操作模式。為此，開關(guān)必須執(zhí)行二極管的功能，讓電流只能單向流動。這是確保轉(zhuǎn)換器在較低負載電流下仍能以較高效率操作的理想方法。美國國家半導(dǎo)體的 LM26XX 系列降壓轉(zhuǎn)換器芯片采用的所有開關(guān)穩(wěn)壓器都具備這個功能特色。

開關(guān)損耗的累加效果

正如先前所說，我們的目的是要確保開關(guān)穩(wěn)壓器即使采用低負載電流操作也可發(fā)揮更高的效率。第一個改善辦法主要針對轉(zhuǎn)換器的導(dǎo)電損耗，并確保有關(guān)損耗能減至最少。第二個改善方法是要盡量減低開關(guān)損耗。

開關(guān)式電源供應(yīng)器共有五大類開關(guān)損耗。

MOSFET 門極及開關(guān)節(jié)點四周的電容器會不斷充電及放電，并在這個過程中不斷產(chǎn)生開關(guān)損耗，這是開關(guān)式電源的第一類開關(guān)損耗。即使采用任何 CMOS 門極或 CMOS 計數(shù)器，并將所有不同內(nèi)部節(jié)點的所有電容加以充電及放電，其中產(chǎn)生的所有損耗即等于第一類開關(guān)損耗。換言之，第一類開關(guān)損耗與開關(guān)頻率成正比。

第二類開關(guān)損耗屬于電感開關(guān)過渡損耗，而這種損耗也會降低電源供應(yīng)器的效率。出現(xiàn)損耗的主要原因是即使電路上其它芯片的電壓不斷轉(zhuǎn)變，電感器永遠想確保流入這些芯片的電流能保持穩(wěn)定。

第三類開關(guān)損耗由二極管本身的反向恢復(fù)所產(chǎn)生。開關(guān)式電源供應(yīng)器的“開關(guān)”由兩個金屬氧化半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管 (MOSFET) 組成，它們分別是 PMOS 晶體管以及 NMOS 晶體管。(參看圖 3b)。每當(dāng)電感器獲得電源供應(yīng)時，PMOS 開關(guān)便會開啟，而 NMOS 開關(guān)便會關(guān)閉。反過來說，若電源供應(yīng)器停止向電感器供電，PMOS 開關(guān)便會關(guān)閉，而 NMOS 開關(guān)則會開啟。但我們當(dāng)然不想同時開啟 PMOS 及 NMOS 的開關(guān)，否則可能會有大量電流從電池流入接地線。為免這個情況出現(xiàn)，我們要適當(dāng)安排驅(qū)動信號，以便在過渡時間內(nèi)短暫關(guān)閉這兩個開關(guān)。但由于電感器必須確保其電流穩(wěn)定，因此為了吸納電感器的電流，NMOS 晶體管的二極管必須在此時啟動。二極管一經(jīng)啟動之后，二極管引起的電壓下降便會產(chǎn)生電感損耗。但二極管一經(jīng)關(guān)閉之后，也會產(chǎn)生瞬態(tài)開關(guān)損耗，以致需要電源供應(yīng)器為其提供反向恢復(fù)電流 (亦即電源供應(yīng))。

第四類開關(guān)損耗屬于控制器本身的內(nèi)部損耗、振蕩器的損耗以及電源供應(yīng)器內(nèi)在的其它損耗。部分損耗與開關(guān)頻率的高低成正比。最后一類損耗來自電感器本身。電感器除了有其正常的電阻損耗之外，還有核心損耗及渦流損耗。核心及渦流損耗也與開關(guān)頻率的高低成正比。

最后三類損耗不一定像第一、二類損耗那么明顯，但我們不能置之不理，我們?nèi)粝肭宄私忾_關(guān)穩(wěn)壓器能發(fā)揮哪一水平的效率，便需將這些損耗計算在內(nèi)。

多種不同的操作模式

既然有這么多種開關(guān)損耗，現(xiàn)在的問題是如何將這些損耗減至最少。一般來說，采用脈沖寬度調(diào)制 (PWM) 技術(shù)的開關(guān)穩(wěn)壓器在進入脈沖寬度調(diào)制 (PWM) 操作模式時可以將其開關(guān) -- 即內(nèi)含的兩個金屬氧化半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管 (MOSFET) -- 的開關(guān)頻率保持在一個固定的水平。

雖然脈沖寬度調(diào)制 (PWM) 的優(yōu)點很多，但其中一個缺點是每當(dāng)開關(guān)穩(wěn)壓器采用較低負載電流操作時，其效率會下降。

當(dāng)開關(guān)穩(wěn)壓器以接近滿載或較大負載電流操作時，導(dǎo)電損耗遠比瞬態(tài)開關(guān)損耗為多。若負載電流下降，導(dǎo)電損耗也會按比例下跌，但大部分開關(guān)損耗則不會下跌，因為振蕩器及電源供應(yīng)器的開關(guān)頻率一直保持不變，并繼續(xù)以這個較高的頻率進行開關(guān)。因此開關(guān)損耗會占開關(guān)穩(wěn)壓器總體損耗一個較大的比例。正是由于這個原因，負載電流若下跌，效率也會隨著下降。

有一種操作模式可以減低開關(guān)損耗，令開關(guān)頻率也會隨著負載電流的下跌而下跌，藉此減低開關(guān)損耗，以便提高效率。

脈沖頻率調(diào)制 (PFM) 便屬于這種可以降低開關(guān)頻率以便減少開關(guān)損耗的操作模式。若開關(guān)穩(wěn)壓器采用脈沖頻率調(diào)制 (PFM) 模式運行，我們只要進行簡單的計算及分析，便會發(fā)覺轉(zhuǎn)換器的開關(guān)頻率確實與負載的大小成正比。但開關(guān)頻率也與其它系數(shù)成正比。轉(zhuǎn)換器若采用脈沖頻率調(diào)制 (PFM) 模式運行，即使負載電流較低，也可發(fā)揮比脈沖寬度調(diào)制 (PWM) 模式為高的效率。

[圖]
圖 5：開關(guān)式電源供應(yīng)器只要靈活采用脈沖寬度調(diào)制 (PWM) 及脈沖頻率調(diào)制 (PFM) 兩種操作模式，便可以在較寬的低負載范圍內(nèi)發(fā)揮更高的效率。

圖 5 列出測試美國國家半導(dǎo)體 LM2618 穩(wěn)壓器所得的數(shù)據(jù)。這款穩(wěn)壓器設(shè)有多個簡單的控制裝置，讓用戶可以在脈沖頻率調(diào)制 (PFM) 及脈沖寬度調(diào)制 (PWM) 兩種模式之間不斷來回轉(zhuǎn)換。

首先，據(jù)上圖右邊所顯示，穩(wěn)壓器若以接近 400 mA 的滿載電流操作時，效率則非常高。但當(dāng)負載下降，負載電流跌至約 50 mA 時，穩(wěn)壓器的效率開始急降，主要因為 LM2618 穩(wěn)壓器采用脈沖寬度調(diào)制 (PWM) 模式操作，令這個時候的開關(guān)損耗占較大的比例。若穩(wěn)壓器的負載電流下跌至 50 mA 時改用脈沖頻率調(diào)制 (PFM) 模式操作，我們會發(fā)覺雖然穩(wěn)壓器的效率比之前稍低，但仍然遠比這個轉(zhuǎn)換器繼續(xù)采用脈沖寬度調(diào)制 (PWM) 模式時的效率高。由于開關(guān)穩(wěn)壓器可以因應(yīng)負載電流的高低在兩種不同模式之間靈活轉(zhuǎn)換，因此可在較寬的負載電流范圍內(nèi)發(fā)揮比單一操作模式穩(wěn)壓器更高的效率。

但脈沖頻率調(diào)制 (PFM) 模式也有其缺點，它的可變頻率會對一些靈敏度極高的系統(tǒng)如高靈敏度模擬系統(tǒng)或射頻系統(tǒng)造成干擾。

脈沖頻率調(diào)制 (PFM) 模式還有其它潛在的缺點。例如開關(guān)穩(wěn)壓器的輸出紋波電壓比脈沖寬度調(diào)制 (PWM) 模式的輸出紋波電壓高。這是由于開關(guān)式電源供應(yīng)器一般都采用前文曾討論過的斷續(xù)導(dǎo)電模式操作，以致更高的峰值開關(guān)電流產(chǎn)生更高的紋波電壓。

我們設(shè)計的系統(tǒng)若有可能受可變頻率產(chǎn)生的噪音影響，又或者系統(tǒng)的電壓紋波必須保持在極低的水平，我們便需要考慮采用另一種操作模式以提高開關(guān)穩(wěn)壓器的效率。這種模式的解決辦法是利用 SMPT 執(zhí)行線性穩(wěn)壓器而非開關(guān)穩(wěn)壓器的功能。

若采用 SMPT 執(zhí)行線性穩(wěn)壓器的功能，尤其是執(zhí)行低壓降穩(wěn)壓器的功能，電源供應(yīng)器便可利用 S1 金屬氧化半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管 (MOSFET) 將輸入電壓壓低至穩(wěn)壓輸出水平。

低壓降操作模式有它的優(yōu)點。在以上的三個模式之中，毫無疑問以低壓降操作模式的靜態(tài)電流為最低。因此，我們的系統(tǒng)若需要在一段很長的時間內(nèi)采用待機模式，期間必須耗用極低的負載電流，像低壓降穩(wěn)壓器所耗用的那么低的靜態(tài)電流，那么系統(tǒng)的效率可能會不太理想，但電池的電流 (即整體的輸入供電電流) 也會很低，因此仍可改善電池效率，直至系統(tǒng)的操作耗盡電池的用電為止。低壓降穩(wěn)壓器產(chǎn)生的噪音當(dāng)然遠比任何類型的開關(guān)穩(wěn)壓器為低，因此這也是它的主要優(yōu)點。

簡單來說，可在脈沖寬度調(diào)制 (PWM) 及脈沖頻率調(diào)制 (PFM) 兩種模式之間靈活轉(zhuǎn)換的開關(guān)穩(wěn)壓器可在極廣闊的負載范圍內(nèi)以更高的效率提供供電，而且靜態(tài)電流 (IQ) 極低。其缺點是以較低負載電流操作時會產(chǎn)生較多輸出電壓紋波。相較之下，可以靈活選用脈沖寬度調(diào)制 (PWM) 或低壓降模式的開關(guān)穩(wěn)壓器即使在極低負載、極低靜態(tài)電流以及極低輸出電壓紋波等情況下仍能以較高的效率提供供電。

此外，若要提高效率，我們可以一方面減低開關(guān)損耗，另一方面減低導(dǎo)電損耗。我們?nèi)綦p管齊下，便可確保即使便攜式系統(tǒng)以極低的負載電流操作，仍然可以提高其電源供應(yīng)效率。

圖片說明：

圖 1：以較高以至極高負載電流操作時，開關(guān)降壓穩(wěn)壓器的效率比線性穩(wěn)壓器高一倍，但負載若很低，其效率便會大打折扣。

圖 2：裝設(shè)于移動電話之內(nèi)的微處理器/數(shù)字信號處理器可能有 90% 的時間采用低負載的備用模式。以這樣低的負載來說，線性穩(wěn)壓器是一個效率更高的供電來源。

圖 3：理想的開關(guān)模式電源供應(yīng)器的開關(guān)由兩個金屬氧化半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管 (MOSFET) S1 及S2 搭配相關(guān)電路組成。

圖 4：電源供應(yīng)器處于穩(wěn)定狀態(tài)時，電感器平均電流等于負載電流。負載電流下跌時，電感器電流也會隨著下跌，直至電感器電流跌至低于零，導(dǎo)電損耗便由此產(chǎn)生。

圖 5：開關(guān)式電源供應(yīng)器只要靈活采用脈沖寬度調(diào)制 (PWM) 及脈沖頻率調(diào)制 (PFM) 兩種操作模式，便可以在較寬的低負載范圍內(nèi)發(fā)揮更高的效率。