作者：Glenn Morita

低壓差穩(wěn)壓器(LDO)看似簡單，但可提供重要功能，例如將負(fù)載與不干凈的電源隔離開來或者構(gòu)建低噪聲電源來為敏感電路供電。

本簡短教程介紹了一些常用的LDO相關(guān)術(shù)語，以及一些基本概念，如壓差、裕量電壓、靜態(tài)電流、接地電流、關(guān)斷電流、效率、直流輸入電壓和負(fù)載調(diào)整率、輸入電壓和負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)、電源抑制比(PSRR)、輸出噪聲和精度。同時(shí)，為了方便理解，文中采用了示例和插圖。

設(shè)計(jì)過程中通常到后期才會(huì)進(jìn)行LDO選型，并且很少進(jìn)行分析。本文所述的概念將使設(shè)計(jì)人員能夠根據(jù)系統(tǒng)要求挑選最佳的LDO。

壓差

壓差(VDROPOUT)是指輸入電壓進(jìn)一步下降而造成LDO不再能進(jìn)行調(diào)節(jié)時(shí)的輸入至輸出電壓差。在壓差區(qū)域內(nèi)，調(diào)整元件作用類似于電阻，阻值等于漏極至源極導(dǎo)通電阻(RDSON)。壓差用RDSON和負(fù)載電流表示為：

VDROPOUT = ILOAD × RDSON

RDSON包括調(diào)整元件電阻、片內(nèi)互連電阻、引腳電阻和線焊電阻，并可通過LDO的壓差進(jìn)行估算。例如，采用WLCSP封裝時(shí)，ADP151在200 mA負(fù)載下的最差情況壓差為200 mW，因此RDSON約為1.0 Ω。圖1所示為LDO的原理示意圖。在壓差模式下，可變電阻接近于零。LDO無法調(diào)節(jié)輸出電壓，因此輸入電壓和負(fù)載調(diào)整率、精度、PSRR和噪聲等其他參數(shù)都沒有意義。

圖1. LDO的原理示意圖

圖2顯示了3.0 V ADM7172 LDO的輸出電壓與輸入電壓之間的關(guān)系。2 A時(shí)的壓差通常為172 mW，因此RDSON約為86 mΩ。壓差區(qū)域從約3.172 V的輸入電壓下降到2.3 V。低于2.3 V時(shí)，該器件不能正常工作。負(fù)載電流越小，壓差也會(huì)按比例下降： 在1 A時(shí)，壓差為86 mV。低壓差可最大程度地提高調(diào)節(jié)器的效率。

圖2. 3.0 V ADM7172 LDO的壓差區(qū)

裕量電壓

裕量電壓是指LDO滿足其規(guī)格所需的輸入至輸出電壓差。數(shù)據(jù)手冊通常將裕量電壓作為指定其他參數(shù)時(shí)所用的條件。裕量電壓通常約為400 mV至500 mV，但有些LDO需要高達(dá)1.5 V的裕量電壓。裕量電壓不應(yīng)與壓差混淆，因?yàn)橹挥挟?dāng)LDO在壓差模式下工作時(shí)這兩者才相同。

靜態(tài)電流和接地電流

靜態(tài)電流(IQ)是指當(dāng)外部負(fù)載電流為零時(shí)為LDO的內(nèi)部電路供電所需的電流。它包括帶隙基準(zhǔn)電壓源、誤差放大器、輸出分壓器以及過流和過溫檢測等電路的工作電流。靜態(tài)電流由拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、輸入電壓和溫度確定。

IQ = IIN（空載時(shí)）

當(dāng)輸入電壓在2 V和5.5 V之間變化時(shí)，ADP160 LDO的靜態(tài)電流幾乎恒定不變，如圖3所示。

圖3. ADP160 LDO的靜態(tài)電流與輸入電壓之間的關(guān)系

接地電流(IGND)是指輸入電流與輸出電流之差，并且必然包括靜態(tài)電流。低接地電流可最大程度地提高LDO效率。

IGND = IIN – IOUT

圖4顯示了ADP160 LDO的接地電流變化與負(fù)載電流之間的關(guān)系。

圖4. ADP160 LDO接地電流與負(fù)載電流之間的關(guān)系

對于高性能CMOS LDO，接地電流通常遠(yuǎn)小于負(fù)載電流的1%。接地電流隨負(fù)載電流的增加而增加，因?yàn)镻MOS調(diào)整元件的柵極驅(qū)動(dòng)必須增加，以補(bǔ)償因其RON引起的壓降。在壓差區(qū)域內(nèi)，在驅(qū)動(dòng)器級開始飽和時(shí)，接地電流也會(huì)增加。對于要求具有低功耗或小偏置電流的應(yīng)用而言，CMOS LDO至關(guān)重要。

關(guān)斷電流

關(guān)斷電流是指輸出禁用時(shí)LDO消耗的輸入電流。參考電路和誤差放大器在關(guān)斷模式下都不上電。較高的漏電流會(huì)導(dǎo)致關(guān)斷電流隨溫度升高而增加，如圖5所示。

圖5. ADP160 LDO關(guān)斷電流與溫度之間的關(guān)系

效率

LDO的效率由接地電流和輸入/輸出電壓確定：

效率 = IOUT/(IOUT + IGND) × VOUT/VIN × 100%

若需獲得較高的效率，必須最大程度地降低裕量電壓和接地電流。此外，還必須最大程度地縮小輸入和輸出之間的電壓差。輸入至輸出電壓差是確定效率的內(nèi)在因素，與負(fù)載條件無關(guān)。例如，采用5 V電源供電時(shí)，3.3 V LDO的效率從不會(huì)超過66%，但當(dāng)輸入電壓降至3.6 V時(shí)，其效率將增加到最高91.7%。LDO的功耗為(VIN – VOUT) × IOUT。

直流負(fù)載調(diào)整率

負(fù)載調(diào)整率衡量LDO在負(fù)載條件變化時(shí)仍保持額定輸出電壓的能力。負(fù)載調(diào)整率定義如下（如圖6所示）：

負(fù)載調(diào)整率 = ΔVOUT/ΔIOUT

圖6. ADM7172 LDO輸出電壓和負(fù)載電流之間的關(guān)系

直流輸入電壓調(diào)整率 輸入電壓調(diào)整率是衡量LDO在輸入電壓變化時(shí)仍保持規(guī)定輸出電壓的能力。輸入電壓調(diào)整率定義為：

輸入電壓調(diào)整率 = ΔVOUT/ΔVIN。

圖7顯示了不同負(fù)載電流條件下ADM7172的輸出電壓與輸入電壓之間的關(guān)系圖。輸入電壓調(diào)整率隨著負(fù)載電流增加而變差，原因是LDO的總環(huán)路增益不斷降低。此外，LDO的功耗也隨輸入至輸出電壓差增加而增加，這會(huì)導(dǎo)致結(jié)溫升高而使帶隙電壓和內(nèi)部失調(diào)電壓降低。

圖7. ADM7172 LDO輸出電壓和輸入電壓之間的關(guān)系

直流精度

整體精度會(huì)考慮輸入電壓和負(fù)載調(diào)整率、基準(zhǔn)電壓漂移和誤差放大器電壓漂移的影響。穩(wěn)壓電源上的輸出電壓變化主要是基準(zhǔn)電壓源和誤差放大器的溫度變化造成的。如果使用分立電阻來設(shè)置輸出電壓，這些電阻的容差可能是影響整體精度的最主要因素。輸入電壓和負(fù)載調(diào)整率與誤差放大器失調(diào)對整體精度的影響通常為1%至3%。

例如，可利用下列工作特性來計(jì)算3.3 V LDO在0°C至125°C溫度范圍內(nèi)的總精度：電阻溫度系數(shù)為±100 ppm/°C，采樣電阻容差為±0.25%，因負(fù)載調(diào)整和輸入電壓調(diào)整而引起的輸出電壓變化分別為±10 mV和±5 mV，并且基準(zhǔn)電壓源的精度為1%。

溫度導(dǎo)致的誤差 = 125°C × ±100 ppm/°C = ±1.25%

采樣電阻導(dǎo)致的誤差 = ±0.25%

負(fù)載調(diào)整率導(dǎo)致的誤差 = 100% × (±0.01 V/3.3 V) = ±0.303%

輸入電壓調(diào)整率導(dǎo)致的誤差 = 100% × (±0.005 V/3.3 V) = ±0.152%

基準(zhǔn)電壓源導(dǎo)致的誤差 = ±1%

最差情況誤差假定所有誤差都沿同一方向變化

最差情況誤差 = ±(1.25% + 0.25% + 0.303% + 0.152% + 1%) = ±2.955%

典型誤差假定隨機(jī)變化，因此采用此誤差的平方根(rss)

典型誤差 = ± √(1.252 + 0.252 + 0.3032 + 0.1522 + 12) = ±1.655%

LDO從不會(huì)超過最差情況誤差，而rss誤差是最有可能的誤差。誤差分布會(huì)以rss誤差為中心并擴(kuò)展到在尾部包括最差情況誤差。

負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)

負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)是指負(fù)載電流階躍變化時(shí)的輸出電壓變化。它與輸出電容值、電容的等效串聯(lián)電阻(ESR)、LDO控制環(huán)路的增益帶寬以及負(fù)載電流變化的大小和速率有關(guān)。

負(fù)載瞬態(tài)的變化速率會(huì)對負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)產(chǎn)生顯著影響。如果負(fù)載瞬態(tài)非常緩慢，比如100 mA/μs，LDO的控制環(huán)路或許能夠跟蹤該變化。但是，如果負(fù)載瞬態(tài)較快，環(huán)路無法進(jìn)行補(bǔ)償，則可能會(huì)出現(xiàn)異常行為，例如因低相位裕量而導(dǎo)致過大的振鈴。

圖8顯示了ADM7172以3.75 A/μs的變化速率對1 mA至1.5 A負(fù)載瞬態(tài)的響應(yīng)曲線。1.5 μs的0.1%恢復(fù)時(shí)間和最小振鈴表明其具有良好的相位裕量。

圖8. ADM7172負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)。400 ns內(nèi)產(chǎn)生1 mA至1.5 A的負(fù)載階躍（紅線）。輸出電壓（藍(lán)線）

線路瞬態(tài)響應(yīng)

輸入電壓瞬態(tài)響應(yīng)是指輸入電壓階躍變化時(shí)的輸出電壓變化。它與LDO控制環(huán)路的增益帶寬以及輸入電壓變化的大小和速率有關(guān)。

圖9顯示了ADM7150對2 V輸入電壓階躍變化的響應(yīng)。輸出電壓偏差也顯示了環(huán)路帶寬和PSRR的特性（參見下一部分）。對應(yīng)于1.5 μs內(nèi)的2 V變化，輸出電壓變化約為2 mV，表明約100 kHz時(shí)PSRR約為60 dB。

同樣，跟在負(fù)載瞬態(tài)下一樣，輸入電壓的變化速率也對輸入瞬態(tài)響應(yīng)有較大的影響。當(dāng)輸入電壓緩慢變化（在LDO的帶寬內(nèi)只出現(xiàn)一個(gè)凹陷）時(shí)，可隱藏振鈴或其他異常行為。

圖9. ADM7150線路瞬態(tài)響應(yīng)。1.5 μs內(nèi)產(chǎn)生5 V至7 V的線路階躍（紅線）。輸出電壓（藍(lán)線）

電源抑制

簡單地說，PSRR衡量電路抑制電源輸入端出現(xiàn)的外來信號(hào)（噪聲和紋波），使這些干擾信號(hào)不至于破壞電路輸出的性能。PSRR定義為：

PSRR = 20 × log(VEIN/VEOUT)

其中，VEIN和VEOUTT分別是輸入端和輸出端出現(xiàn)的外來信號(hào)。

對于ADC、DAC和放大器等電路，PSRR適用于為內(nèi)部電路供電的輸入端。對于LDO，輸入電源引腳為內(nèi)部電路供電的同時(shí)也為輸出電壓供電。PSRR具有與直流輸入電壓調(diào)整率相同的關(guān)系，但包括整個(gè)頻譜。

100 kHz至1 MHz范圍內(nèi)的電源抑制非常重要，因?yàn)長DO經(jīng)常跟高效的開關(guān)電源配合使用來為敏感的模擬電路供電。

LDO的控制環(huán)路往往是確定電源抑制性能的主要因素。同時(shí)大容量、低ESR的電容也對電源抑制性能非常有用，特別是在頻率超過控制環(huán)路增益帶寬的情況下。

PSRR與頻率的關(guān)系

PSRR不是通過單一值來定義，因?yàn)樗c頻率相關(guān)。LDO由基準(zhǔn)電壓源、誤差放大器，以及MOSFET或雙極性晶體管等功率調(diào)整元件組成。誤差放大器提供直流增益以便調(diào)節(jié)輸出電壓。誤差放大器的交流增益特性在很大程度上決定了PSRR。典型LDO在10 Hz時(shí)可具有高達(dá)80 dB的PSRR，但在數(shù)十kHz時(shí)則可降至僅20 dB。

圖10顯示了誤差放大器的增益帶寬和PSRR之間的關(guān)系。這是一個(gè)簡化的示例，圖中忽略了輸出電容和調(diào)整元件的寄生效應(yīng)。PSRR為開環(huán)增益的倒數(shù)，直到3 kHz時(shí)增益開始下降為止。然后，PSRR以20 dB/十倍頻程的速率降低，直到3 MHz時(shí)達(dá)到0 dB。

圖10. LDO增益與PSRR的簡化關(guān)系圖

圖11顯示了用來表征LDO PSRR的三個(gè)主要頻域： 基準(zhǔn)電壓PSRR區(qū)、開環(huán)增益區(qū)和輸出電容區(qū)。基準(zhǔn)電壓PSRR區(qū)取決于參考放大器的PSRR和LDO的開環(huán)增益。理想情況下，參考放大器需與電源擾動(dòng)完全隔離，但實(shí)際上，參考放大器只需抑制最高數(shù)十Hz的電源噪聲，因?yàn)檎`差放大器反饋電路能確保在低頻時(shí)具有高PSRR。

圖11. 典型LDO PSRR與頻率的關(guān)系

在大約10 Hz以上的第二區(qū)中，PSRR主要由LDO的開環(huán)增益決定。此區(qū)中的PSRR取決于誤差放大器的增益帶寬（最高為單位增益頻率）。在低頻時(shí)，誤差放大器的交流增益等于直流增益。增益保持不變，直至達(dá)到3 dB截止頻率。在高于3 dB截止頻率下，誤差放大器的交流增益隨著頻率增加而降低，速率通常為20 dB/十倍頻程。

在誤差放大器的單位增益頻率以上，控制環(huán)路的反饋對PSRR沒有影響，此時(shí)PSRR由輸出電容和輸入與輸出電壓之間的任何寄生效應(yīng)確定。在這些頻率下，PSRR主要受輸出電容的ESR，ESL以及電路板布局布線的影響。為了降低任何高頻諧振的影響，必須特別注意布局布線。

PSRR與負(fù)載電流的關(guān)系

負(fù)載電流影響誤差放大器反饋環(huán)路的增益帶寬，因此也會(huì)影響PSRR。在低負(fù)載電流下（通常小于50 mA），調(diào)整元件的輸出阻抗很高。由于控制環(huán)路的負(fù)反饋，LDO的輸出近乎是理想的電流源。輸出電容和調(diào)整元件形成的極點(diǎn)出現(xiàn)在相對較低的頻率，因此，PSRR在低頻條件下往往會(huì)提高。低電流時(shí)輸出級的高直流增益往往也會(huì)提高誤差放大器單位增益點(diǎn)以下各頻率的PSRR。

在高負(fù)載電流下，LDO輸出不能近似成一個(gè)理想電流源。調(diào)整元件的輸出阻抗會(huì)下降，從而導(dǎo)致輸出級的增益降低，DC至反饋環(huán)路單位增益頻率之間的PSRR會(huì)有所下降。當(dāng)負(fù)載電流增加時(shí)，PSRR會(huì)急劇下降，如圖12所示。當(dāng)負(fù)載電流從400 mA增加到800 mA時(shí)，ADM7150的PSRR在1 kHz時(shí)降低了20 dB。

輸出級帶寬隨輸出極點(diǎn)頻率的升高而增加。在高頻條件下，PSSR應(yīng)會(huì)隨帶寬增加而提高，但實(shí)際上，由于總環(huán)路增益降低，高頻PSRR可能不會(huì)提高。一般而言，輕載時(shí)的PSRR優(yōu)于重載時(shí)。

圖12. ADM7150電源抑制與頻率的關(guān)系（VOUT = 5 V，VIN = 6.2 V）

PSRR與LDO裕量的關(guān)系

PSRR也與輸入到輸出電壓差（即裕量）有關(guān)。對于固定裕量電壓，PSRR隨著負(fù)載電流的增加而降低；這在高負(fù)載電流和小裕量電壓時(shí)尤其明顯。圖13顯示了5 V ADM7172在2 A負(fù)載下PSRR與裕量電壓之間的關(guān)系差異。

隨著負(fù)載電流增加，調(diào)整元件（ADM7172的PMOSFET）脫離飽和狀態(tài)，進(jìn)入線性工作區(qū)，其增益相應(yīng)地降低。這導(dǎo)致LDO的總環(huán)路增益降低，因而PSRR下降。裕量電壓越小，增益降幅越大。在某些小裕量電壓下，控制環(huán)路根本沒有增益，PSRR幾乎會(huì)降至0。

導(dǎo)致環(huán)路增益降低的另一個(gè)因素是調(diào)整元件的非零電阻RDSON。負(fù)載電流在RDSON上引起的任何壓降都會(huì)導(dǎo)致調(diào)整元件有效裕量降低。例如，如果調(diào)整元件是一個(gè)1 Ω的器件，當(dāng)負(fù)載電流為200 mA時(shí)，裕量將降低200 mV。當(dāng)LDO在1 V或更低的裕量電壓下工作時(shí)，估算PSRR時(shí)必須考慮此壓降。

在壓差模式下，PSRR是由RDSON和輸出電容形成的極點(diǎn)決定的。在非常高的頻率下，PSRR會(huì)受輸出電容ESR與RDSON的比值限制。

圖13. ADM7172電源抑制與裕量的關(guān)系（VOUT = 5 V，2 A負(fù)載電流）

比較LDO PSRR規(guī)格

比較LDO的PSRR規(guī)格時(shí)，應(yīng)確保測量是在相同的測試條件下進(jìn)行的。許多舊式LDO僅指定120 Hz或1 kHz時(shí)的PSRR，而未提及裕量電壓或負(fù)載電流。至少，電氣技術(shù)規(guī)格表中的PSRR應(yīng)針對不同的頻率列出。為使比較有意義，最好應(yīng)使用不同負(fù)載和裕量電壓下的PSRR典型工作性能曲線。

輸出電容也會(huì)影響高頻時(shí)的LDO PSRR。例如，1 μF電容的阻抗是10 μF電容的10倍。在頻率高于誤差放大器的單位增益交越頻率時(shí)，電源噪聲的衰減與輸出電容有關(guān)，此時(shí)電容值就特別重要。比較PSRR數(shù)據(jù)時(shí)，輸出電容的類型和值必須相同，否則比較無效。

輸出噪聲電壓

輸出噪聲電壓是指在恒定輸出電流和無紋波輸入電壓條件下，給定頻率范圍（通常為10 Hz或100 Hz至100 kHz）上的RMS輸出噪聲電壓。LDO的主要輸出噪聲源是內(nèi)部基準(zhǔn)電壓源和誤差放大器。現(xiàn)代LDO采用數(shù)十nA的內(nèi)部偏置電流工作，以便實(shí)現(xiàn)15 μA或更低的靜態(tài)電流。這些低偏置電流要求使用高達(dá)GΩ級的偏置電阻。輸出噪聲的典型范圍為5 μV rms至100 μV rms。圖14顯示了ADM7172輸出噪聲與負(fù)載電流之間的關(guān)系。

ADM7172等部分LDO可使用外部電阻分壓器來設(shè)置初始設(shè)定點(diǎn)以上的輸出電壓，使初始設(shè)定為1.2 V 的器件可提供3.6 V輸出電壓。對于這樣的應(yīng)用，可向該分壓器添加降噪網(wǎng)絡(luò)，以便使輸出噪聲恢復(fù)到接近初始固定電壓的水平。

圖14. ADM7172輸出噪聲與負(fù)載電流之間的關(guān)系

LDO輸出噪聲的另一種表示方式是噪聲頻譜密度。在寬頻率范圍內(nèi)繪制給定頻率下1 Hz帶寬上的rms噪聲曲線圖，然后使用該信息來計(jì)算給定頻率帶寬下的rms噪聲。圖15顯示了ADM7172在1 Hz到10 MHz范圍內(nèi)的噪聲頻譜密度。

圖15. ADM7172噪聲頻譜密度與負(fù)載電流之間的關(guān)系

結(jié)論

LDO看似簡單實(shí)則非常重要。若要正確運(yùn)用這些LDO并獲得最佳結(jié)果，必須綜合考慮很多因素。對常用LDO術(shù)語有個(gè)基本了解后，設(shè)計(jì)工程師便可有效運(yùn)用數(shù)據(jù)手冊來確定對于設(shè)計(jì)而言最為重要的參數(shù)。

參考文獻(xiàn)

線性穩(wěn)壓器

Ken Marasco，“如何成功運(yùn)用低壓差穩(wěn)壓器”。模擬對話，第43卷第3期，2009年。

Glenn Morita和Luca Vassalli， “LDO運(yùn)行窘境：低裕量和最小負(fù)載”。模擬對話，第48卷第3期，2014年。

Glenn Morita， “可調(diào)節(jié)輸出低壓差穩(wěn)壓器的降噪網(wǎng)絡(luò)”。模擬對話，第48卷第1期，2014年。Glenn Morita， “低壓差調(diào)節(jié)器——為什么選擇旁路電容很重要”。模擬對話，第45卷第1期，2011年。

Jerome Patoux， “低壓差穩(wěn)壓器”。模擬對話，第41卷第2期，2007年。

Glenn Morita于1976年獲得華盛頓州立大學(xué)電氣工程學(xué)士(BSEE)學(xué)位。畢業(yè)后加入Texas Instruments公司，期間參與研制旅行者號(hào)太空探測用紅外分光儀。之后，Glenn一直從事儀器儀表、軍用和航空航天以及醫(yī)療行業(yè)的裝置設(shè)計(jì)工作。2007年，他加入ADI公司，成為華盛頓州貝爾維尤電源管理產(chǎn)品團(tuán)隊(duì)的一名應(yīng)用工程師。他擁有25年以上的線性和開關(guān)模式電源設(shè)計(jì)經(jīng)驗(yàn)，所設(shè)計(jì)電源的功率范圍從微瓦到千瓦不等。Glenn擁有兩項(xiàng)利用體熱能量給植入式心臟除顫器供電方面的專利，以及另外一項(xiàng)延長外部心臟除顫器電池使用壽命的專利。閑暇時(shí)，他喜歡收集礦石、雕琢寶石、攝影和逛國家公園。

Glen Morita

該作者的其他文章：

應(yīng)用工程師問答—41 LDO運(yùn)行窘境：低裕量和最小負(fù)載

Volume 48, Number 3第48卷第3期