4 基于V/T變換的電容測量電路

測量電路基本原理如圖6所示。



電流源Io為4DH型精密恒流管，它與電容C通過電子開關K串聯構成閉合回路，電容C的兩端連接到電壓比較器P的輸入端，測量過程如下：當K1閉合時，基準電壓給電容充電至Uc=Us，然后K1斷開，K2閉合，電容在電流源的作用下放電，單片機的內部計數器同時開始工作。當電流源對電容放電至Uc=0時，比較器翻轉，計數器結束計數，計數值與電容放電時間成正比，計數脈沖與放電時間關系如圖7所示。



電容電壓Uc與放電電流Io的關系為：



令Uc=0，則有：



式中，N為計數器的讀數；Tc為計數脈沖的周期；它是一個常數；在Us和Io為定值時，C與N成正比。

基于V/T變換的電容測量電路，對被測電容只進行一次充放電即可完成對被測電容的測量。采用了電子技術中準確度較高的時間測量原理，克服了傳統測量微弱信號電路中放大器的穩(wěn)定性不好、零點漂移大等缺點，且電路結構簡單、測量精度和分辨率高。

5 基于混沌理論的恒流式混沌測量電路

恒流式混沌電路如圖8所示。



其工作原理如下：當K1、K2斷開時，K3閉合。電容C充電使Uc=Ux，然后K3斷開，待周期為t的脈沖序列δ中的一個脈沖到達G(邏輯電路)時，G的輸人信號使K2閉合，K1保持斷開(此時相當于圖9中的X1點)，電容開始以-0.5Io的恒定電流放電。當Uc=0時，相當于電路中的A點，比較器翻轉，輸出電壓Up由高電平變?yōu)榈纂娖剑琔p的變化促使G變化，使G控制K1閉合、K2斷開，此時電容C由恒定電流Io充電，使Uc按A-X2方向上升。當又一個脈沖到來時(相當于圖8中X2點)，G又開始變化，使K1斷開、K2閉合，又一個放電充電過程開始。這樣周而復始的放電充電使Uc的變化如圖9所示，只要適當調整，Io和t就可以使電路處于混沌狀態(tài)。



這種方法突出的優(yōu)點是測量的分辨率高，測量的絕對誤差不隨被測電容值的變化而改變，對作為傳感器的元件只要求穩(wěn)定即可。當被測電容很大時，相對誤差還會減小。此方法除了可以直接測量電容外，也可以作為電容式傳感器測量其它電量和非電量。

6 基于電荷放大原理的電容測量電路

基于電荷放大原理的電容測量電路如圖10所示，該電路是通過測量極板上的激勵信號所感應出的電荷量而得到所測電容值的。圖中Cx為被測電容，它的左側極板為激勵電極，右側極板為測量電極。Cas和Cbs表示每個電極所有雜散電容的等效電容，Cas由激勵信號源驅動，它的存在對流過被測電容的電流無影響。電容Cbs在

測量過程中始終處于虛地狀態(tài)，兩端無電壓差，因而它也對電容測量無影響，因此整個電路對雜散電容的存在不敏感。



基于電荷放大原理的電容測量電路，一方面該電路對被測電容只進行一次充放電，就可完成對電容的測量，由于測量結果是直流穩(wěn)定信號，不存在脈動成分，故電路中無需濾波器。因此大大提高了基于該電路的數據采集系統的數據采集速度。同時該電路具有很強的抗雜散電容的性能。另一方面該電路可以對各開關的控制時序進行合理的設計，用以較好地解決了電子開關的電荷注入效應對測量精度的影響問題，使電路達到了較高的分辨率。現在此電路成功應用于12電極ECT系統中，在不實時成像的情況下，數據采集速度可達600幅/s，對雜散電容具有較強的抑制能力，系統靈敏度4.8 V/pF，可達最高分辨率為5*10-15F。

7 結論

電容傳感器性能很大程度上取決于其測量電路的性能，目前的微小電容測量技術正處于不斷的完善中，還不能滿足實際應用發(fā)展的需要。從工業(yè)角度而言，一個完善的微小電容測量電路應該具備低成本、低漂移、響應速度快、抗雜散性好、高分辨率、高信噪比和適用范圍廣等優(yōu)點。在上述討論的測量電路各有優(yōu)缺點，相比較而言，交流鎖相放大測量電路是目前實驗室應用最好的檢測電路，在現有研究成果基礎上進一步改善其電路復雜、頻率受限的缺點，將在工業(yè)實際測量中具有廣泛的應用前景。把微小電容測量技術研究工作推上一個新臺階。