此表達式按圖5中的參數(shù)窗口計算出一個參數(shù)并傳遞給受控源(花括號之間的值)。我們現(xiàn)在可仿真并采集一個共用圖中的所有曲線。我們在圖8中繪制出來，所有曲線(幅值和相位)完全重合。這是一個CCM反激式轉換器從占空比輸入到輸出的典型響應。諧振頻率有個峰值，然后等效串聯(lián)電阻(ESR)rc 降至零，接下來是右半平面(RHP)相位從0開始進一步下降。

圖8：從3個不同模型(包括大信號模型、基于變壓器的電路和線性化版本)得到的頻率響應完全重合。

考慮漏電感

在圖5中給出的平均模型，對模型施加的電壓是Vin。這電壓在dTsw期間偏置初級電感Lp。事實上，按第一部分，考慮漏電感，電壓分于漏電感和初級電感之間，形成分壓器Div：

該模型的第一次升級是由Vin*Div替代Vin。第二次改變涉及占空比d。我們在第一部分已看到，占空比受漏電感磁化時間d1Tsw影響。平均模型的有效占空比需要反應這一事實，得出

d1取決于漏電感值(忽略次級端二極管壓降Vf)和谷底電流Iv

為計算谷底電流，我們可回頭看看圖7，可看到谷底電流實際上是平均電流Ic減去初級電感紋波的一半：

紋波電流是在ton或dTsw期間在串聯(lián)的Lp和lleak施加Vin帶來的偏移。因而谷底電流為

峰值電流以類似方法得出，只不過這方法是Ic加上而不是減去電感紋波的一半

在鉗位網絡循環(huán)的電流持續(xù)d2Tsw，漏電感復位時間。這時間當然取決于lleak，但還有反射電壓Vout和鉗位電壓Vclp的因素。從第一部分我們已確定對應的占空比為

圖9代表了導通期間產生影響的各種電流。低邊是電源開關電流，其上是漏電感電流。當開關關斷，我們已看到電流幾乎立即(忽略Clump充電時間)流入鉗位網絡并迅速降至0。此時，漏電感復位，次級電流達到峰值。

圖9：在漏電感復位時間d2Tsw期間，電流在RCD網絡循環(huán)。

因此在鉗位二極管中循環(huán)的平均電流只是沿開關周期的小三角表面的平均值：

(14)

因為Ip由(12)計算，我們可在(14)建模的電流源連接一個RC網絡，將得到一個平均鉗位電壓。在SPICE中，這電壓將用于確定如(13)描述的d2。這等式中的峰值電流取決于負載電阻的輸出電壓。這電壓取決于如第一部分所見的d1。當您運行仿真，SPICE最終解出6-未知的/6-方程的系統(tǒng)，有時可能無法確定正確答案。為使它覆蓋到正確的結果，.NODESET報告告知使用什么“種子(seed)”將有效地引導至正確的偏置點。這種子是我們建議在它運行前進行SPICE的鉗位電壓。最終的大信號模型出現(xiàn)在圖10中。附加的指令行是.NODESET V(clp) = 300 V。

現(xiàn)在的工作包括比較從逐周期模型到更新的平均模型的負載階躍響應。選定幾個漏電感值，1 μH, 10 μH 和30 μH。由圖11、圖12和圖13證實，在逐周期模型和平均模型之間的一致性極佳。這些圖的左邊顯示大尺度響應，而右邊顯示放大版，證實平均模型與開關模型的曲線有多吻合。小的差異出現(xiàn)在鉗位電壓，特別在直流電平。此參數(shù)預測中的任何擴散導致了最終大的差異。圖14比較了在兩個模型中鉗位二極管陰極觀察到的電壓。兩條曲線吻合得很好，雖然小的偏差在這案例中產生了2.5%的誤差。這誤差隨lleak增加而加大，但對于大的lleak值，誤差保持在10%以內。

圖10：更新的大信號模型現(xiàn)在包括漏電感的影響

圖11：漏電感為1-μH時的瞬態(tài)響應

圖12：漏電感為10-μH時的瞬態(tài)響應

圖13：漏電感為30-μH時的瞬態(tài)響應

圖14：平均模型的鉗位電壓(在鉗位二極管的陰極上)與逐周期模型非常吻合(lleak= 1 μH)。

這些試驗證實，受漏電感影響的大信號模型與逐周期模型十分吻合，因此可考慮用于線性化應用。

結論

在這第二部分，我們已看到漏電感如何影響反激式轉換器工作于CCM的瞬態(tài)響應。采用PWM開關模型并考慮漏電感影響，我們能建立一個模擬逐周期模型的平均模型。這有助于證實我們的方案是正確的。它為第三部分作了鋪墊，在第三部分中我們將推導出轉換器的小信號響應。