運算放大器是差分輸入、單端輸出的極高增益放大器，常用于高精度模擬電路，因此必須精確測量其性能。但在開環(huán)測量中，其開環(huán)增益可能高達107或更高，而拾取、雜散電流或塞貝克（熱電偶）效應可能會在放大器輸入端產生非常小的電壓，這樣誤差將難以避免。

　　通過使用伺服環(huán)路，可以大大簡化測量過程，強制放大器輸入調零，使得待測放大器能夠測量自身的誤差。圖1顯示了一個運用該原理的多功能電路，它利用一個輔助運放作為積分器，來建立一個具有極高直流開環(huán)增益的穩(wěn)定環(huán)路。開關為執(zhí)行下面所述的各種測試提供了便利。

　　圖1所示電路能夠將大部分測量誤差降至最低，支持精確測量大量直流和少量交流參數。附加的“輔助”運算放大器無需具有比待測運算放大器更好的性能，其直流開環(huán)增益最好能達到106或更高。如果待測器件（DUT）的失調電壓可能超過幾mV，則輔助運放應采用±15 V電源供電（如果DUT的輸入失調電壓可能超過10 mV，則需要減小99.9 kΩ電阻R3的阻值）

　　DUT的電源電壓+V和–V幅度相等、極性相反?？傠娫措妷豪硭斎皇? × V。該電路使用對稱電源，即使“單電源”運放也是如此，因為系統的地以電源的中間電壓為參考。

　　作為積分器的輔助放大器在直流時配置為開環(huán)（最高增益），但其輸入電阻和反饋電容將其帶寬限制為幾Hz。這意味著，DUT輸出端的直流電壓被輔助放大器以最高增益放大，并通過一個1000:1衰減器施加于DUT的同相輸入端。負反饋將DUT輸出驅動至地電位。（事實上，實際電壓是輔助放大器的失調電壓，更精確地說是該失調電壓加上輔助放大器的偏置電流在100 kΩ電阻上引起的壓降，但它非常接近地電位，因此無關緊要，特別是考慮到測量期間此點的電壓變化不大可能超過幾mV）。

　　測試點TP1上的電壓是施加于DUT輸入端的校正電壓（與誤差在幅度上相等）的1000倍，約為數十mV或更大，因此可以相當輕松地進行測量。

　　理想運算放大器的失調電壓（Vos）為0，即當兩個輸入端連在一起并保持中間電源電壓時，輸出電壓同樣為中間電源電壓?，F實中的運算放大器則具有幾微伏到幾毫伏不等的失調電壓，因此必須將此范圍內的電壓施加于輸入端，使輸出處于中間電位。

　　圖2給出了最基本測試——失調電壓測量的配置。當TP1上的電壓為DUT失調電壓的1000倍時，DUT輸出電壓處于地電位。

　　理想運算放大器具有無限大的輸入阻抗，無電流流入其輸入端。但在現實中，會有少量“偏置”電流流入反相和同相輸入端（分別為Ib–和Ib+），它們會在高阻抗電路中引起顯著的失調電壓。根據運算放大器類型的不同，這種偏置電流可能為幾fA（1 fA = 10–15 A，每隔幾微秒流過一個電子）至幾nA；在某些超快速運算放大器中，甚至達到1 - 2 μA。圖3顯示如何測量這些電流。

　　該電路與圖2的失調電壓電路基本相同，只是DUT輸入端增加了兩個串聯電阻R6和R7。這些電阻可以通過開關S1和S2短路。當兩個開關均閉合時，該電路與圖2完全相同。當S1斷開時，反相輸入端的偏置電流流入Rs，電壓差增加到失調電壓上。通過測量TP1的電壓變化（=1000 Ib–×Rs），可以計算出Ib–。同樣，當S1閉合且S2斷開時，可以測量Ib+。如果先在S1和S2均閉合時測量TP1的電壓，然后在S1和S2均斷開時再次測量TP1的電壓，則通過該電壓的變化可以測算出“輸入失調電流”Ios，即Ib+與Ib–之差。R6和R7的阻值取決于要測量的電流大小。

　　如果Ib的值在5 pA左右，則會用到大電阻，使用該電路將非常困難，可能需要使用其它技術，牽涉到Ib給低泄漏電容（用于代替Rs）充電的速率。

　　當S1和S2閉合時，Ios仍會流入100 Ω電阻，導致Vos誤差，但在計算時通?？梢院雎运?，除非Ios足夠大，產生的誤差大于實測Vos的1%。

　　運算放大器的開環(huán)直流增益可能非常高，107以上的增益也并非罕見，但250，000到2，000，000的增益更為常見。直流增益的測量方法是通過S6切換DUT輸出端與1 V基準電壓之間的R5，迫使DUT的輸出改變一定的量（圖4中為1 V，但如果器件采用足夠大的電源供電，可以規(guī)定為10 V）。如果R5處于+1 V，若要使輔助放大器的輸入保持在0附近不變，DUT輸出必