在射頻前端設計中整合GPS功能是當今蜂窩手機的最新發(fā)展趨勢。這在很大程度上是由于FCC對美國市場上E911業(yè)務的要求而推動的。當然交互定位和導航是推動手機實現GPS定位功能的另一個因素。FCC的規(guī)定要求網絡運營商提供的定位精度在50-150米范圍內。老式手機定位功能是往往是采用某一種基于（基站）網絡的定位技術，如觀察時間差測量(OTD)或前向鏈路三角測量(FLT)。在這兩種情況下，手機都會采用來自三個基站的三個測量結果，這要求系統本身固件支持，或許還得使用另外軟件配合。

 對于內置了GPS接收器的新型CDMA手機可以使用輔助GPS技術(A-GPS)實現定位。手機通過內建的GPS接收器進行位置測量并提供這些信息給網絡，因此網絡可以提供基于GPS衛(wèi)星的位置信息。有一個問題是CDMA手機以全雙工模式工作，因此帶外發(fā)射機的的大功率發(fā)射信號和噪聲可能會阻塞GPS信號。

處理這個問題的方法之一，是在進行GPS測量時關閉發(fā)射器。比較先進的CDMA手機可以在連續(xù)或并發(fā)保持語音或數據鏈路的同時接收GPS。圖1說明了非并發(fā)操作中使用的具有GPS功能的手機。在這種情況下，手機在執(zhí)行GPS測量時必須中斷鏈路，這是因為同時只能處理一條基帶I/Q通道。而對于CDMA2000的標準，可以使用可選的分集結構。如圖2所示，由于使用了兩臺接收器，因此手機不會中斷鏈路，可以進行并發(fā)GPS測量。

圖1 對非并發(fā)GPS操作使用兩部天線的前端CDMA手機

如前所述，這種方法的問題在于，反向鏈路發(fā)送的信號可能會阻塞GPS LNA。最壞的情況是手機在PCS頻段(1850-1990 MHz)中工作。并發(fā)測試GPS信號的手機，其鏈路預算必須考慮強大的發(fā)射信號干擾而導致的GPS接收靈敏度下降。必須結合使用雙工器和同向雙工器，抑制發(fā)射信號在GPS頻段中導致的噪聲。由于手機的TX信號可以高達+24 dBm，所以必須使用GPS選頻濾波器對TX信號進行抑制。設計人員面臨著兩個問題，第一個是TX信號進入GPS通道，TX 噪聲耦合到GPS 頻率中，提高了本底噪聲。第二個問題是由于互調，PCS射頻能量在GPS零中頻轉換路徑中也直接轉換成基帶信號，產生了噪聲。

一個好的GPS帶通濾波器，可以對PCS發(fā)射頻帶上產生50dB的抑制，GPS LNA前面良好的帶通濾波器可以提供大約50 dB的PCS TX信號抑制。即使引入高抑制比的帶通濾波器。

圖2 對同步使用的GPS操作使用兩部天線（分集）的前端CDMA手機

但高線性的LAN設計對于提高PCS頻帶的帶外抑制仍然重要，這會直接改善GPS的性能．
這個基于Avago Technologies（安華高科技）ATF-551M4設計的低噪放，采用E-pHEMT工藝，采用無引腿表貼塑料封裝，其尺寸為1.4 mm x 1.2 mm x 0.7 mm，溝通寬度為400-m，在20-10GHZ上有較低的噪聲以及比較高的線性

除典型噪聲系數非常低外 (0.5 dB)，ATF-551M4在2 GHz時，當偏置為2.7V 10mA工作時，可獲得+24.1 dBm的三階輸出交調截止點 (OIP3)。由于E-pHEMT可以單電源工作，其有源偏置電路(在為大批量生產設計的放大器中尤其希望使用有源偏置)只要求增加一個PNP雙極結晶體管和部分電阻。與使用耗盡型場效應器件的放大器相比，E-pHEMT 設計的部件數量較低，因此布局更加緊湊。

設計低噪聲放大器

通過使用Avago Technologies（安華高科技）Eesof高級設計系統軟件(ADS)，可使用線性和非線性工作模式對低噪聲放大器對進仿真。對于線性分析，采用Touchstone格式的兩端口S參數文件建立晶體管模型。除增益、噪聲系數及輸入和輸出回波損耗有關的信息外，仿真還可以獲得電路穩(wěn)定性有關的重要信息，使得通過仿真可以非常簡便地找到穩(wěn)定區(qū)域，計算Rollett穩(wěn)定系數(K)。

圖3 使用無源偏置電路示意圖

非線性分析

對于非線性分析，我們使用了諧波平衡(HB)仿真器。相比較其它非線性方法， HB仿真器具有計算速度快，可同時處理分布式單元電路和集總式單元電路，并很容易計算出高階諧波和互調產物。在本應用中，HB用來仿真1 dB壓縮點 (P1dB)、輸入三階交調截止點 (IIP3)和輸入二階交調截止點(IIP2)。模擬中使用的非線性晶體管模型基于Curtice的研究結果[1]。盡管這個模型密切預測DC和小信號參數(包括噪聲)，但它不能正確預測較高偏置值時的截止點。為正確建立高偏置時超高線性度的E-pHEMT晶體管模型，需要采用更好的模型?？梢詮腁vago Technologies（安華高科技）網站中下載現有模型。表1概括了非線性分析結果。在低偏置值時，非線性模擬結果與測得數據比較吻合。

最終的ATF-55143放大器設計

放大器對噪聲匹配使用高通阻抗匹配網絡。高通網絡由串聯電容C1和并聯電感器L1組成。電路損耗將與噪聲系數直接相關，因此L1的Q值極為重要。Toko LL1005-FH2N2或類似元件適合用于此。Toko LL1005-FH2N2是一種小型多層芯片電感器，在800 MHz時Q額定值為29。C1同時也作為隔直電容，同樣L1為PHEMT的Gate提供直流偏置，它們都發(fā)揮著雙重作用。C2為L1提供良好的旁路地功能。這一網絡在低噪聲系數、輸入回波損耗和增益之間存在著折中選擇。電容器C2和C5提供了帶內穩(wěn)定性，電阻器R1和R5則提高了低頻穩(wěn)定性。輸出上的高通網絡由串聯電容器C4和并聯電感器L2組成。同樣L2也為pHEMT提供直流偏置。電感LL1和LL2實際上是每個源極上接地的非常短的傳輸線，它們作為串聯反饋，其電感明顯影響著帶內和帶外增益、穩(wěn)定性、輸入和輸出回波損耗。R2提供了寬帶穩(wěn)定性。

陷波濾波器用來降低PCS頻段中的增益。我們使用迭代流程考察了多個拓撲。流程的基礎是在PCS頻段中間使用諧振電路，降低增益。在輸入和輸出上嘗試了串聯和并聯匹配，以同時滿足噪聲系數和IIP3目標。我們發(fā)現，把諧振電路放在輸出上降低了IIP3。輸入上的諧振電路改善了IIP3，但提高了放大器噪聲系數。

無源偏置

輸入，輸出射頻匹配后，那么下一步是對設備進行直流偏置。圖3是無源偏置實例。
其中去掉了R2：
Ids 是漏電流
IBB 是流經R3/R4分壓器網絡的電流
例如，選擇IBB至少是最大預計選通門極泄漏電流的10倍：
IBB = 0.1 mA,
VDD= 2.7 V,
Vds = 2 V,
Id = 10 mA,
Vgs = 0.45 V
注意，由于使用表2中所示的首選器件值，因此計算得出的值與實際值之間有所不同。

圖4 演示電路板布局和器件布局

圖4所示的演示電路板主要是為L頻段和S頻段中的應用開發(fā)的。該電路板是厚為0.031英寸的FR4，介電常數為4.2。輸入端的并聯LC 網絡連接到源極地。源極傳輸線使用銅箔，以使電感達到最小。此外，必須使用銅箔或零歐姆電阻器，以彌補R1和R4之間的缺口。

在每個源端子和電鍍通孔之間精確建立微帶線路尺寸模型，及在微帶和信號接地層面之間精確建立電鍍通孔尺寸模型，使得設計人員可以使用ADS確定一定設計最優(yōu)的源電感量。由于源電感一般在高頻時會使FET再生，在低頻時會使FET衰減，因此從100 MHz到18 GHz的K值曲線圖中將揭示電路中使用的最優(yōu)數量。圖5是直到6.0 GHz時測得的穩(wěn)定系數圖。

圖5 測得Rollett穩(wěn)定系數圖

放大器在2.7 V的Vdd電源電壓上測試，提供了Vds = 2.0 V @ Id = 10 mA的偏置點。把測得的性能與仿真的性能進行比較，仿真的性能從設備產品資料的S參數和噪聲參數中獲得。測得的噪聲系數和仿真的噪聲系數如圖6所示。1575 MHz時噪聲系數標稱值是0.9 dB。連接器和輸入微帶線路的損耗一直為0.15 dB，因此設備總噪聲系數外加匹配網絡損耗約為1.05 dB。1 dB 增益壓縮時的輸出功率 P-1dB測得值為+5.8 dBm。輸入三階攔截點IIP3測得值為+5.1 dBm。

圖6 測得的和模擬的噪聲系數和頻率變化情況

在1575 MHz時放大器測得的和模擬的增益標稱值為16.8 dB。圖7中的掃描增益圖說明了在低頻時適當的增益滾降以及陷波濾波器在PCS Tx頻段(1850 - 1910 MHz)中的響應。測得的和模擬的輸入和輸出回波損耗分別如圖8和圖9所示。在1575 MHz時測得的輸入回波損耗大于10 dB，輸出回波損耗大于18 dB。

圖7

圖8

圖9

結語

從演示電路板中獲得的結果表明，可望對1.575 GHz的GPS應用在低噪聲放大器中使用ATF-551M4。PCS頻段陷波濾波器網絡提高了放大器的噪聲系數，但降低了放大器對干擾的靈敏性。表3概括了測量結果。R2的值可以降低到4.7?輸入P3可以提高到9.0 dBm，其代價是穩(wěn)定系數余量下降。

應用指南AN-1376介紹了不要求陷波濾波器的GPS應用。放大器設計適合TDMA系統，如GSM手機及手持式GPS接收器。放大器與低噪聲系數0.6dB相匹配，同時可以匹配非常好的輸入和輸出回波損耗。