推薦一、方案比較與選擇

　　1 電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)方案

　　方案一：采用反激式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的功率因數(shù)校正電路，優(yōu)點(diǎn)是將功率因數(shù)校正與電源變換器合二為一，可以大大減少電路的損耗，提高電路的整體效率，缺點(diǎn)是應(yīng)用在反激式電路的有源功率因數(shù)校正控制芯片種類較少，且電路比較復(fù)雜，很難設(shè)計與單片機(jī)合適的接口電路，不容易使用單片機(jī)進(jìn)行控制。

　　方案二：將功率因數(shù)校正電路與主控電路分開，采用Boost 型的功率因數(shù)校正電路后接電源變換器的方案，優(yōu)點(diǎn)是電路結(jié)構(gòu)簡單，并不涉及單片機(jī)對功率因數(shù)校正電路的控制，只需使功率因數(shù)校正部分輸出一個穩(wěn)定的電壓即可，缺點(diǎn)是會一定程度上降低設(shè)計的整體效率。

　　鑒于本題要求步進(jìn)調(diào)壓的功能，需要單片機(jī)對PWM控制芯片有一個良好而穩(wěn)定的控制，故選擇方案二。

　　2 電源變換器方案

　　方案一：采用半橋變換電路，優(yōu)點(diǎn)是高頻變壓器利用率高，傳輸功率大，電路效率很高，缺點(diǎn)是電路較復(fù)雜，且有直通危險。

　　方案二：采用單端反激變換電路，優(yōu)點(diǎn)是電路結(jié)構(gòu)簡單，缺點(diǎn)是高頻變壓器利用率低，需要留有氣隙，電路效率不高。

　　鑒于本題要求最大負(fù)載只有10 個1W 的LED，傳輸功率較小，故采用方案二，即反激式電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。

　　3 閉環(huán)反饋控制方案

　　方案一：采用軟件閉環(huán)反饋控制，即使用單片機(jī)進(jìn)行各參數(shù)的采樣，然后直接由單片機(jī)對PWM控制芯片進(jìn)行控制，調(diào)節(jié)占空比。優(yōu)點(diǎn)是電路結(jié)構(gòu)簡單，缺點(diǎn)是反饋回路會受到采樣精度、采樣速度、單片機(jī)運(yùn)算速度等因素的影響，使反饋系統(tǒng)變得不穩(wěn)定。

　　方案二：采用硬件閉環(huán)反饋控制，即使用硬件電路構(gòu)建反饋電路，由PWM控制芯片自身根據(jù)反饋信號調(diào)節(jié)占空比，而單片機(jī)對PWM控制芯片只是進(jìn)行輔助調(diào)整。優(yōu)點(diǎn)是反饋速度快，調(diào)節(jié)精度高，缺點(diǎn)是易受外部干擾。

　　4 有源功率因數(shù)校正方案

　　方案一：采用UC3854作為有源功率因數(shù)校正電路的主控芯片。優(yōu)點(diǎn)是功率因數(shù)校正系數(shù)可達(dá)99.5%，缺點(diǎn)是外圍電路非常復(fù)雜且調(diào)試?yán)щy。

方案二：采用MC33260作為有源功率有源功率因數(shù)校正電路的主控芯片。優(yōu)點(diǎn)是外圍電路簡單，缺點(diǎn)是功率因數(shù)校正率與UC3854相比略低。

　　220VAC經(jīng)工頻變壓器降壓為36VAC，經(jīng)開機(jī)沖擊電流抑制電路輸入到功率因數(shù)校正電路中，再經(jīng)高頻隔離變壓器給串聯(lián)在一起的LED燈供電，在LED燈處分別進(jìn)行電壓、電流采樣，返回給PWM控制芯片和單片機(jī)，由單片機(jī)給定基準(zhǔn)電壓來控制PWM控制芯片，進(jìn)而達(dá)到控制LED燈恒流可調(diào)的目的。

　　系統(tǒng)總體結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示。

　　圖1 系統(tǒng)總體框圖

　　二、電路與程序設(shè)計

　　1 電源變換器主回路與器件選擇

　　PWM 控制芯片采用SG3525。SG3525 的主要特點(diǎn)是：輸出級采用推挽輸出，雙通道輸出，占空比0 - 50%可調(diào)。每一通道的驅(qū)動電流最大值可達(dá)200mA，灌拉電流峰值可達(dá)500mA。

　　SG3525 的1、2 引腳分別為內(nèi)部誤差放大器的反相輸入端和同相輸入端，反相輸入端接收反饋的電壓信號，同相輸入端為給定的電壓基準(zhǔn)，一般接在16 引腳電壓基準(zhǔn)的分壓上，由于題目要求恒流輸出時電流步進(jìn)可調(diào)，故同相輸入端接單片機(jī)DAC 模塊產(chǎn)生的參考電壓。

　　負(fù)載的電流采樣由串聯(lián)在LED 負(fù)載與地之間的采樣電阻完成，經(jīng)一級跟隨、一級同相放大之后分別給單片機(jī)和PWM控制芯片；電壓采樣由負(fù)載和電流采樣電阻上的電壓分壓完成，經(jīng)一級跟隨分別給單片機(jī)和PWM 控制芯片。為完成恒壓與恒流模式的切換，分別在電壓采樣回路與電流采樣回路與PWM 控制芯片間各加入一個N 溝道MOSFET 作為電子開關(guān)，完成切換。為保證反饋的穩(wěn)定性在MOSFET 后再加一級跟隨后將反饋信號傳遞給PWM 控制芯片。

　　圖2 PWM 控制模塊

　　2 控制電路與控制程序設(shè)計

　　由于本設(shè)計的控制部分并不需要很大的計算量，對計算速度的要求也不是很高，但需要ADC 與DAC 模塊進(jìn)行電壓與電流的采樣和對PWM 控制芯片的控制，因此選用C8051F020單片機(jī)作為核心處理芯片，它擁有高速8051 微控制器內(nèi)核，8 個12 位ADC和2 個12 位DAC，完全可以滿足設(shè)計的需求。

　　由于本LED 恒流電源工作時絕大部分時間處于穩(wěn)定狀態(tài)，且對反應(yīng)速度沒有過快要求，因此并不需要對電壓、電流信號進(jìn)行同時的采樣，而可以分別采樣，模式切換和基準(zhǔn)電壓的調(diào)整也不需在中斷服務(wù)中完成，只有步進(jìn)調(diào)整電流的按鍵程序需要在中斷服務(wù)中完成。

　　3 保護(hù)電路設(shè)計

　　過壓保護(hù)電路并不是單獨(dú)設(shè)計的，而是整合在電流控制電路中，由恒流控制回路與恒壓控制回路的切換完成，當(dāng)單片機(jī)檢測到負(fù)載上的電壓高于36V 時，單片機(jī)控制將恒流控制回路切換為恒壓控制回路，將負(fù)載的電壓控制在略高于36V，當(dāng)再次檢測到負(fù)載電流降低到設(shè)定的電流以下時，重新將恒壓模式切換為恒流模式，達(dá)到過壓保護(hù)的目的。

　　圖3 控制程序流程圖

　　4 功率因數(shù)校正電路設(shè)計

　　選用小功率功率因數(shù)校正芯片MC33260，它工作在電流臨界模式。MC33260應(yīng)用簡單可靠。通過電流檢測和電壓反饋，通過PI調(diào)節(jié)來保持電壓恒定。通過對開關(guān)管的PWM控制來得到所需要電壓。可實(shí)現(xiàn)0.998的功率因數(shù)校正和輸出穩(wěn)定直流電壓的功能。

　　圖4 功率因數(shù)校正模塊

　　5 自動調(diào)光電路設(shè)計，開機(jī)沖擊電路與EMI抑制電路設(shè)計

　　自動調(diào)壓電路采用光敏電阻作為感光元件，利用比較強(qiáng)將光的強(qiáng)弱轉(zhuǎn)換為高低電平信號，使用單片機(jī)內(nèi)置的ADC將這個電壓信號采回單片機(jī)，當(dāng)光照強(qiáng)度較高時，單片機(jī)控制切換為恒流模式，設(shè)置的負(fù)載電流值為100mA，使LED的亮度隨光照強(qiáng)度的增大而減少。

　　開機(jī)沖擊電路采用熱敏電阻串聯(lián)在電源輸入端，溫度較低時電阻很大，隨著電阻發(fā)熱溫度升高，電阻逐漸變小，達(dá)到抑制開關(guān)沖擊電流過大的目的。

　　EMI抑制電路是利用電感和電容的特性，使平率為50Hz左右的交流電可以順利通過濾波器，但高于50Hz以上的高頻干擾雜波被濾波器濾除，這就使開關(guān)電源產(chǎn)生的高頻諧波被濾掉而不會污染電網(wǎng)。

　　圖5 開機(jī)沖擊電流和EMI抑制模塊

　　三、理論分析與計算

　　1 恒流控制方法和參數(shù)計算

　　將一個電阻值較小的采樣電阻串聯(lián)在LED負(fù)載與低之間，設(shè)流過LED的電流為I，則采樣電阻兩端的電壓：

　　其中R0為采樣電阻的電阻值，取R0=Ω。一級跟隨之后電壓不變，后為一級同相放大電路，放大倍數(shù)為：

　　后為一級跟隨，電壓不變，因此返回PWM控制芯片的電壓為：

　　單片機(jī)通過DAC給PWM控制芯片一個參考的基準(zhǔn)電壓UREF，經(jīng)過PWM控制芯片的調(diào)節(jié)占空比來調(diào)節(jié)副邊繞組的電壓進(jìn)而實(shí)現(xiàn)調(diào)節(jié)負(fù)載電流。經(jīng)過閉環(huán)負(fù)反饋的調(diào)節(jié)作用，使U0=UREF，此時流過負(fù)載的電流值為：

　　只要時單片機(jī)DAC模塊的輸出電壓根據(jù)上面的式子調(diào)整，就會使負(fù)載工作在某一個需要的恒定電流值上。

　　2 隔離變壓器的設(shè)計計算

　　功率因數(shù)校正電路輸出的電壓為55V，要求負(fù)載為10只串聯(lián)的LED燈，實(shí)測正常工作時的電壓為34V左右，可得變壓器的變比約為：

　　由于PWM控制芯片輸出占空比范圍為0%~50%，因此實(shí)際取原邊45匝，副邊56匝，變比為1.24。

　　3 提高效率的方法

　　選擇合適的主回路拓?fù)?，使用盡可能少的元器件，降低開關(guān)頻率；主電路選擇導(dǎo)通損耗小的開關(guān)器件；測量及控制電路在設(shè)計時盡可能使用工作電壓低的元器件；控制電路盡可能使用數(shù)字方法實(shí)現(xiàn)等都可以有效地提高系統(tǒng)的效率。

　　4 濾波參數(shù)計算

　　反激式電壓變換器需要輸出的為直流量，因此盡量應(yīng)濾掉所有諧波，使用 LC 無源低通濾波電路即可滿足要求，反激式變換器的開關(guān)頻率為32kHz，設(shè)計濾波器的截止頻率應(yīng)低于32KHz，即：

　　由于該系統(tǒng)為恒流系統(tǒng)，應(yīng)取較大的L 值，并適當(dāng)減小C 的值，據(jù)此設(shè)定L、C 值。選用470μF 的電解電容，根據(jù)計算得出電感值約為0.78mH，采用自制的工字型濾波電感。

　　四、測試方案與測試結(jié)果

　　1 測試儀器與設(shè)備

　　（1）工頻變壓器

　?。?）四位半數(shù)字萬用表DT9203

　?。?）安捷倫示波器DSO5012A

　　2 測試數(shù)據(jù)

　?。?）輸出電流跟蹤測試：

　　表1 輸出電流顯示跟蹤測試

　　（2）電壓調(diào)整率測試（設(shè)定電流為150mA）：

　　表2 電壓調(diào)整率測試

　　從32V~40V 時電流變化范圍是149mA~150mA 調(diào)整率為0.6%。電壓調(diào)整率Su≤1%。達(dá)到要求：

　?。?）負(fù)載調(diào)整率測試

　　輸入電壓為36.23V，設(shè)定電流為300mA，負(fù)載從5 個LED 到10 個LED 時輸出電流波動范圍是209mA~300mA。調(diào)整率為0.4%。負(fù)載調(diào)整率SL≤1%達(dá)到要求。

　　表3 負(fù)載調(diào)整率測試

　　（4）效率測試

　　U2=36V、負(fù)載為10個LED、I0=300mA。

　　表4 效率η參數(shù)測試

　?。?）功率因數(shù)測試

　　測得功率因數(shù)為0.998，達(dá)到要求。

　　圖6 功率因數(shù)校正波形