電路達人經驗談:模塊電源(AC-DC)的設計
副邊匝數(shù)取整數(shù)15則實際占空比為0.44,ton=15.2*0.44=6.69 μs
9) 原邊電感量的計算
設在最大占空比時,當開關管開通時,原邊電流為Ip1,當開關管關斷時,原邊電流上升到Ip2。若Ip1為0,則說明變換器工作于斷續(xù)模式,否則工作于連續(xù)模式。
設計電源工作在連續(xù)模式,這樣開關管、線路的損耗都比較小,而且可以減輕輸入輸出電容的工作應力
設計電源工作在連續(xù)模式,由能量守恒,有下式:1/2*(Ip1+Ip2)*D*Vs=P/η
連續(xù)模式設計,令Ip2=3Ip1,這樣就可以求出變換器的原邊電流,由此可以得到原邊電感量:
Lp= D*Vs/(f*ΔIp)
ΔIp=Ip2-Ip1=2Ip1;
根據設計要求,電源的效率為75%,則電源全周期Ts的平均輸入電流Is為:Is=P/Vs=2.5/0.75/110=30.3 mA則ton時間內的電流Im=ΔIp =Is*Ts/ton=30.3*15.2/6.69=68.84 mA
Ip1=Im/2=68.84/2=34.42 mA
Ip2=3Ip1=3*34.42=103.26 mA
ΔIp=Ip2-Ip1=103.26-34.42=68.84 mA
此電流等于ton時間內的電流變化量△i
Lp=Vs*ton/△i=110*6.69/68.84=10.6 mH10) 線徑的取值
設導線的電流密度為15A/m2,原邊電流Im=68.84m;副邊電流Io=500mA;自供電繞組電流約幾十個mA,根據計算得
0.08mm銅線可走電流75mA;
0.27mm銅線可走電流860 mA;
0.15mm銅線可走電流260 mA;
所以變壓器Np、Ns、Nf三個繞組的線徑分別?。?.08mm;0.27mm、0.15mm;至此,功率電源變壓器的主要參數(shù)設計完成。同時,在變壓器的制作中還有一些工藝問題需要注意。
3、輸出整流濾波單元
本設計電源的輸出電壓是5Vdc,需要先把變壓器變換過來的低壓方波整流成直流,然后用鋁電解電容儲能濾波。
由于整流的工作頻率等于功率開關管的開關頻率,必須使用具有快速恢復功能的肖特基整流二極管作為輸出整流二極管。輸出整流二極管的標稱電流(IF)值應為輸出直流電流額定值(Io)的3倍以上,即IF1>3Io,大于1.5A;整流管的反向耐壓值的計算:輸入電壓的最高值/匝比=265*1.3/16.36=25.8 V
依據此原則,輸出整流二極管采用2A/40V的肖特基二極管為宜,反向耐壓選擇稍高,有利于降低整流管上的損耗。
而整流部分使用的鋁電解電容不但容量要大,還要有較低的交流電阻,,否則就無法濾除電流中的高頻交流電成分,同時要考慮鋁電解電容的封裝體積不能過大,所以選用標稱值330μF/10V的鋁電解電容。
為了降低輸出紋波,在電源的輸出端還要增加LC濾波單元,L取10μH左右的Ф4*7的小工字電感,C取100μF/10V的鋁電解電容。
4、控制反饋單元
控制反饋電路采用‘電壓基準源TL431+光電耦合器P521’組合作為參考、隔離、取樣(電路圖見附錄二)。它可以將輸出電壓變化控制在±1%以內。反饋電壓由輸出端取樣。輸出電壓Vo通過分壓電阻R63、R64獲得取樣電壓后,與TL431中的2.5V基準電壓進行比較并輸出誤差電壓,然后通過光電耦合器改變VIPer12A芯片的控制端電流IFB,再通過改變PWM寬度來調節(jié)輸出電壓Vo,使其保持不變。光電耦合器的另一作用是對原、副邊進行隔離。
自供電繞組的輸出電壓經D31、C32整流濾波后,可給光電耦合器中的三極管提供電壓。調整控制反饋單元的任務要確定R61、R62、R63及R64的值。該電路利用輸出電壓與TL431構成的基準電壓比較,通過光電耦合器P521二極管-三極管的電流變化去控制VIPer12A芯片的FB端,從而改變PWM寬度,達到穩(wěn)定輸出電壓的目的。
從VIPer12A的技術手冊可知IFB的典型電流應在3mA,PWM會線性變化,因此光電耦合器P521三極管的電流Ice也應應在3mA左右。而Ice是受二極管電流If控制的,我們通過光電耦合器P521的Vce與If的關系曲線可以正確確定光電耦合器P521二極管正向電流If約為5mA。
再看電壓基準源TL431的要求。從TL431的技術參數(shù)知,Vka在2.5V-37V變化時,Ik可以在從1mA到100mA以內很大范
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