此處設計的變換器參數(shù)為：額定功率100 W，最大效率大于90％。最大輸入電壓Uimax=400 V，最小輸入電壓Uimin=250 V，輸出電壓Uo=36 V。相對應的最大和最小Gdc分別為0．144和0．086。n=Uimax／(2Uo)=5．833≈6。合理設計Q，K，取fr=200kHz，使其在n=6的情況下滿足Gdc要求。

當Q=0．4，K=3時，Gdc與fs關(guān)系如圖3所示。當變換器工作頻率為fm時，Gdc為最大值0．149；當變換器工作頻率為fr時，Gdc為最小值0．84。因此，當輸入電壓從250 V變化到420 V時，fs保持在fm和fr之間，可實現(xiàn)初級開關(guān)管的ZVS及次級二極管的ZCS，從而滿足設計要求?？汕蟮酶髦C振器件參數(shù)值為Re=8n2RL／π2，Lr=QRe／(2πfr)=120．4μH，Cr=Lr／(QRe)2=5 261 pF，Lm=KLr=361．1μH。

3 實驗結(jié)果

根據(jù)以上參數(shù)，制作一臺100W半橋LLC諧振變換器樣機，以L6599為控制芯片，分別給出不同負載時變換器主要元件工作波形及效率曲線。

圖4a，b分別示出輸入250 V，400 V的主要工作波形。其中iLr為諧振槽支路電流，uab為初級橋輸入電壓。當輸入電壓發(fā)生變化時，工作頻率fs發(fā)生相應變化，Uo穩(wěn)定于36 V。iLr波形滯后于uab波形?？梢?，開關(guān)管可實現(xiàn)零電壓開通。

圖5a，b分別示出輸入250 V，400 V的次級兩個整流二極管電流波形。當Uin增大時，fs升高，iVD1和iVD2的最大值變小，在一個周期內(nèi)導通時間增加。當iVD1減小為零時，iVD2尚未導通，iVD1實現(xiàn)零電流關(guān)斷；當iVD2減小為零時，iVD1尚未導通，iVD2實現(xiàn)零電流關(guān)斷。變換器實現(xiàn)零電流關(guān)斷。

該變換器中，fs的變化影響著Gdc的變化。通過圖3可得到不同fs對應的Gdc，得到在不同輸入電壓條件下的工作頻率。圖6示出實驗得到相應的fs變化曲線，可見，實驗值與理論值基本吻合，變換器工作于設定工作頻率范圍內(nèi)。4 損耗分析

對于小功率變換器，損耗對其效率的影響較大。通過合理的參數(shù)設計，LLC諧振變換器可方便地實現(xiàn)主開關(guān)管的ZVS及次級二極管的ZC S，極大地減小變換器損耗。在其他損耗方面主要源于變壓器和諧振電感的銅損和磁損，開關(guān)管的關(guān)斷損耗和驅(qū)動損耗，整流二極管的導通損耗。通過分析與計算可得，滿載輸出時的總損耗為10．9 W，變換器滿載時工作效率約為90．2％。

圖7a為滿載損耗比例，可得在輸出電流較小的小功率變換器中，變壓器損耗所占比例最大。其中主要為銅損，可通過改進繞制工藝盡可能減小變壓器銅損。其次為整流二極管導通損耗，可通過同步整流來減小帶來的損耗。圖7b為輸入電壓350 V的效率η曲線。該變換器最高效率為93．95％，達到預期目標。在250～400 V輸入電壓工作范圍內(nèi)，滿載時η>90％，與理論計算一致。

5 結(jié)論

此處設計的半橋LLC諧振電路適用于寬電壓輸入環(huán)境，通過脈沖頻率調(diào)制，使得變換器工作頻率不再受到限制，有效地減小了變換器體積。對于小功率電源，元器件損耗會嚴重影響到整機效率。通過合理設計，該變換器可很好地實現(xiàn)軟開關(guān)，從而提升電路工作效率。

此處在分析變換器工作原理基礎上，分析了各關(guān)鍵參數(shù)對變換器性能的影響，并設計出一臺100 W實驗樣機進行研究。由實驗結(jié)果可見，該變換器可很好地實現(xiàn)軟開關(guān)，樣機工作效率達到93．95％，達到了預期設計目的。