基于SG3525的光伏并網(wǎng)逆變器控制的設(shè)計(jì)
英飛凌汽車電子生態(tài)圈
圖5 DC/AC逆變器的控制框圖
2.3 輸出功率優(yōu)化控制方案
在靜態(tài)情況下，當(dāng)并網(wǎng)逆變器與太陽能電池相連時(shí)，并網(wǎng)逆變器可等效為太陽能電池的負(fù)載電阻。當(dāng)光強(qiáng)λ和溫度T變化時(shí)，太陽能電池輸出的端電壓將會(huì)隨之發(fā)生變化。為了有效地利用太陽能，應(yīng)使太陽能電池的輸出始終處于適當(dāng)?shù)墓ぷ鼽c(diǎn)。因此，控制方案要求當(dāng)太陽能電池的電壓升高時(shí)，可以增大它的輸出功率；反之就降低它的輸出功率。
DSP的控制方案如圖6所示，參考電壓和太陽能電池的實(shí)際電壓相比較后，其誤差經(jīng)過PI調(diào)節(jié)，將得到的電流指令（直流量）IREF與ROM里的正弦表值相乘，就得到交變的輸出電流指令iref，再將它與實(shí)際的輸出電流值比較后，其誤差經(jīng)過比例（P）環(huán)節(jié)，將所得到的指令取反，與采集到的交流側(cè)電壓Us相加后，所得到的波形再與三角波比較，就產(chǎn)生4路PWM調(diào)制信號(hào)（三角波的頻率為20kHz）。
圖6 DSP的控制方案
2.4 交流側(cè)電壓Us的檢測
將同步變壓器副邊的同步信號(hào)，濾波、整流，就可以得到比較穩(wěn)定的直流電，將其送到DSP的A/D轉(zhuǎn)換口。由于最后得到的直流電壓與電網(wǎng)電壓有一個(gè)比較穩(wěn)定的關(guān)系，因此，就比較容易換算Us的值了。
由于涉及到共地的問題，因此，采用了運(yùn)算放大器的全波精密整流電路，如圖7所示。
圖7 Us的整流電路
2.5 電流指令的同步
并網(wǎng)時(shí)要求逆變器輸出的正弦波電流與電網(wǎng)電壓同頻、同相。首先，將電網(wǎng)電壓信號(hào)經(jīng)過濾波整形為同步方波信號(hào)，再將其輸入到TMS320F240的外部中斷口XINT1，目的是為了捕捉電網(wǎng)電壓的過零信號(hào)。如圖8所示，電網(wǎng)電壓正弦波，經(jīng)過整形后就得到了方波。
當(dāng)DSP檢測到過零信號(hào)的上跳沿時(shí)，便觸發(fā)同步中斷，以此時(shí)間點(diǎn)作為基準(zhǔn)給定正弦波信號(hào)時(shí)間起點(diǎn)，也就是正弦表指針復(fù)位到零；每當(dāng)T1下溢中斷（PWM實(shí)時(shí)控制）時(shí)，正弦表指針便加1，并從正弦表中取值。一個(gè)周期的單位正弦波數(shù)據(jù)被分成了400個(gè)點(diǎn)采用表的形式存放在存儲(chǔ)器中。由于同步信號(hào)比較容易受到諧波和尖峰電壓的干擾，因此在進(jìn)入同步中斷后可以先做一個(gè)延時(shí)，判斷外部中斷腳XINT1是否仍然是高電平，如果是高電平，就執(zhí)行中斷程序，否則就從中斷程序跳出。
從圖6的控制方案可看出，IREF與正弦表中數(shù)據(jù)相乘后，便形成了幅值可調(diào)的正弦波的電流給定信號(hào)，然后，再實(shí)時(shí)比較電流給定值，經(jīng)過P環(huán)節(jié)后，所得信號(hào)反相后，與采集到的交流側(cè)電網(wǎng)電壓信號(hào)Us相加，所得波形與三角波比較，就產(chǎn)生了PWM波，控制橋臂的通斷?？傊?，輸出電流和電網(wǎng)電壓的同頻、同相的要求是通過電流跟蹤控制實(shí)現(xiàn)的。
2.6 PWM脈寬調(diào)制波的產(chǎn)生
PWM波的產(chǎn)生是通過TMS320F240的全比較單元輸出的，頻率為20kHz。從圖6可知，調(diào)制脈沖的產(chǎn)生是通過將電流指令值與實(shí)際電流值比較后，經(jīng)過P環(huán)節(jié)，所得到的波形與三角波（頻率為20kHz）比較后獲得的。因此MOS管Q3、Q4、Q5、Q6（見圖2）脈沖的產(chǎn)生時(shí)刻可以從圖8得出，參照正弦波與三角波調(diào)制，兩者相交決定了PWM的脈沖時(shí)刻。實(shí)際由采樣的波形（實(shí)際上是階梯波）與三角波相交，由交點(diǎn)得出脈沖寬度。本系統(tǒng)是在三角波的底點(diǎn)位置對(duì)波形進(jìn)行采樣而形成的階梯波。此階梯波與三角波的交點(diǎn)所確定的脈寬在一個(gè)采樣周期內(nèi)的位置是對(duì)稱的，如圖9所示。
圖8 同步信號(hào)波形
評(píng)論