目前，電壓模式和電流模式是開(kāi)關(guān)電源系統(tǒng)中常用的兩種控制類型。通常在討論這兩種工作模式的時(shí)候，所指的是理想的電壓模式和電流模式。電流模式具有動(dòng)態(tài)響應(yīng)快、穩(wěn)定性好和反饋環(huán)容易設(shè)計(jì)的優(yōu)點(diǎn)，其原因在于電流取樣信號(hào)參與反饋，抵消了由電感產(chǎn)生的雙極點(diǎn)中的一個(gè)極點(diǎn)，從而形成單階的系統(tǒng)；但正因?yàn)橛辛穗娏魅有盘?hào)，系統(tǒng)容易受到電流噪聲的干擾而誤動(dòng)作。電壓模式由于沒(méi)有電流取樣信號(hào)參與反饋，系統(tǒng)也就不容易受到電流噪

然而，在實(shí)際的應(yīng)用中，通常看似為電壓模式的開(kāi)關(guān)電源系統(tǒng)，即系統(tǒng)沒(méi)有使用電流取樣電阻檢測(cè)電流信號(hào)，但也會(huì)采用其它的方式引入一定程度的電流反饋，從而提高系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響，如：利用輸出電容 ESR 取樣加入平均電流模式，通過(guò)輸入電壓前饋加入電流模式。另一方面，看似為電流模式的開(kāi)關(guān)電源系統(tǒng)，在輸出輕載或無(wú)負(fù)載時(shí)，系統(tǒng)會(huì)從電流模式進(jìn)入電壓模式。在使用大的電感時(shí)，或在占比大于 0.5 加入斜坡補(bǔ)償后，系統(tǒng)會(huì)從電流模式向電壓模式過(guò)渡。本文將討論這些問(wèn)題，從而幫助工程師在遇到系統(tǒng)不穩(wěn)定的時(shí)候從理論上分析，找到解決問(wèn)題的辦法。

1 電壓模式的工作原理

電壓模式的控制系統(tǒng)如圖 1 所示。反饋環(huán)路只有一個(gè)電壓環(huán)，電壓外環(huán)包括電壓誤差放大器，反饋電阻分壓器和反饋補(bǔ)償環(huán)節(jié)。電壓誤差放大器的同相端接到一個(gè)參考電壓Vref，反饋電阻分壓器連接到電壓誤差放大器反相端 VFB，反饋環(huán)節(jié)連接到 VFB和電壓誤差放大器的輸出端 VC。輸出電壓微小的變化反映到 VFB管腳，VFB管腳電壓與參考電壓的差值被電壓誤差放大器放大，然后輸出，輸出值為 VC。

電壓誤差放大器輸出連接到 PWM 比較器的同相端，PWM 比較器的反相端輸入信號(hào)為斜波發(fā)生器的輸出的連續(xù)鋸齒波，由時(shí)鐘同步信號(hào)產(chǎn)生。

每一個(gè)開(kāi)關(guān)周期開(kāi)始時(shí)，PWM 比較器的反相端電壓為 0，PWM 比較器輸出為高電平，高端的主 MOSFET 導(dǎo)通，電感所加的電壓為正，電感激磁，電流線性上升；PWM 比較器的反相端電壓所加的電壓為時(shí)鐘同步信號(hào)產(chǎn)生的鋸齒波，電壓從 0 開(kāi)始上升。

當(dāng) PWM 比較器的反相端電壓增加到等于電壓誤差放大器輸出電壓 VC時(shí)，PWM 比較器輸出從高電平翻轉(zhuǎn)，輸出低電平，高端的主 MOSFET 關(guān)閉，低端的同步 MOSFET 或續(xù)流二極管導(dǎo)通，電感所加的電壓為負(fù)，電感去磁，電流線性下降。下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期開(kāi)始的時(shí)鐘同步信號(hào)到來(lái)時(shí)，主 MOSFET 又導(dǎo)通，如此反復(fù)。

從電壓模式工作原理可以看到，系統(tǒng)沒(méi)有內(nèi)置的限流功能保護(hù)電路，同時(shí)對(duì)輸入和輸出的瞬變響應(yīng)緩慢。為了提高系統(tǒng)的可靠性，需要外加限流保護(hù)電路，注意到限流保護(hù)電路只起限流的作用，并不參與系統(tǒng)的內(nèi)部的反饋調(diào)節(jié)。

圖1：電壓模式的控制系統(tǒng)圖

電壓模式為單反饋環(huán)控制系統(tǒng)，環(huán)路增益是輸出電容 ESR 的函數(shù),因此反饋補(bǔ)償設(shè)計(jì)比較復(fù)雜，需要更多額外的器件仔細(xì)設(shè)計(jì)補(bǔ)償環(huán)路，來(lái)優(yōu)化負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)。另外，需要電解電容或鉭電容穩(wěn)定控制回路以維持良好的高頻響應(yīng)；在相同均方根工作電流的需求下，相同電容值的電解電容或鉭電容比陶瓷電容的體積更大，同時(shí)輸出電壓的波動(dòng)也更大。同時(shí)，由于環(huán)路的增益是輸入電壓的函數(shù),需要輸入電壓前饋。用于限流控制的電流檢測(cè)緩慢不準(zhǔn)確。如果多個(gè)電源和多個(gè)并聯(lián)相位操作,需要外部電路進(jìn)行均流控制。另一方面，由于電流信號(hào)不參與反饋，系統(tǒng)不會(huì)受到電流噪聲的干擾。

電壓模式的反饋設(shè)計(jì)通常取穿越頻率為1/5-1/10的開(kāi)關(guān)頻率。環(huán)路補(bǔ)償采用III類補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)：3個(gè)極點(diǎn)和2個(gè)零點(diǎn) [1]。2個(gè)零點(diǎn)安排在L-C諧振雙極點(diǎn)附近，以抵消雙極點(diǎn)產(chǎn)生的相位延遲；低頻積分電路用以提高的低頻直流增益；2個(gè)高頻極點(diǎn)以產(chǎn)年高頻噪聲衰減，保證在0dB穿越頻率以上環(huán)路增益保持下降。

2 電流模式的工作原

電流模式的控制系統(tǒng)如圖 2 所示。在電流模式的結(jié)構(gòu)中，反饋有二個(gè)環(huán)路：一個(gè)電壓外環(huán)，另一個(gè)是電流的內(nèi)環(huán)。電壓外環(huán)包括電壓誤差放大器，反饋電阻分壓器和反饋補(bǔ)償環(huán)節(jié)。電壓誤差放大器的同相端接到一個(gè)參考電壓 Vref，反饋電阻分壓器連接到電壓誤差放大器反相端 VFB，反饋環(huán)節(jié)連接到 VFB和電壓誤差放大器的輸出端 ITH。若電壓型放大器是跨導(dǎo)型放大器，則反饋環(huán)節(jié)連接到電壓誤差放大器的輸出端 ITH和地。目前，在高頻 DCDC 的應(yīng)用
中，跨導(dǎo)型放大器應(yīng)用更多。本文就以跨導(dǎo)型放大器進(jìn)行討論。輸出電壓微小的變化反映到VFB管腳， VFB管腳電壓與參考電壓的差值被跨導(dǎo)型放大器放大，然后輸出，輸出值為 VITH，跨導(dǎo)型放大器輸出連接到電流比較器的同相端，電流比較器的反相端輸入信號(hào)為電流檢測(cè)電阻的電壓信號(hào) VSENSE。由此可見(jiàn)，對(duì)于電流比較器，電壓外環(huán)的輸出信號(hào)作為電流內(nèi)環(huán)的給定信號(hào)。對(duì)于峰值電流模式，工作原理如下：在時(shí)鐘同步信號(hào)到來(lái)時(shí)，高端的主開(kāi)關(guān)管開(kāi)通，電感激磁，電流線性上升，電流檢測(cè)電阻的電壓信號(hào)也線性上升，由于此時(shí)電壓外環(huán)的輸出電壓信號(hào)高于電流檢測(cè)電阻的電壓，電流比較器輸出為高電壓；當(dāng)電流檢測(cè)電阻的電壓信號(hào)繼續(xù)上升，直到等于電壓外環(huán)的輸出電壓信號(hào)時(shí)，電流比較器的輸出翻轉(zhuǎn)，從高電平翻轉(zhuǎn)為低電壓，邏輯控制電路工作，關(guān)斷高端的主開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，高端的主開(kāi)關(guān)管關(guān)斷，此時(shí)電感開(kāi)始去磁，電流線性下降，到一個(gè)開(kāi)關(guān)周期開(kāi)始的時(shí)鐘同步信號(hào)到來(lái)，如此反復(fù) [2]。

圖2：電流模式的控制系統(tǒng)圖

電流模式的Buck變換器需要精密的電流檢測(cè)電阻并且這會(huì)影響到系統(tǒng)的效率和成本，但電流模式有更多的優(yōu)點(diǎn)：①反饋內(nèi)在cycle-by-cycle峰值限流；②電感電流真正的軟起動(dòng)特性；③精確的電流檢測(cè)環(huán)；④輸出電壓與輸入電壓無(wú)關(guān)，一階的系統(tǒng)容易設(shè)計(jì)反饋環(huán)，動(dòng)態(tài)響應(yīng)快、系統(tǒng)的穩(wěn)定余量大穩(wěn)定性好，增益帶寬大，即便是輸出只用陶瓷電容，也容易設(shè)計(jì)補(bǔ)償，補(bǔ)償管腳只用簡(jiǎn)單RC網(wǎng)絡(luò)就能對(duì)輸出負(fù)載瞬態(tài)作出穩(wěn)定響應(yīng)；⑤精確、快速的電流均流，易實(shí)現(xiàn)多相位/多變換器的并聯(lián)操作得到更大輸出電流；⑥允許大的輸入電壓紋波從而減小輸入濾波電容，提高了輸入的功率因素；輸出允許用陶瓷電容，因此這種模式更省空間、省成本、體積更小、價(jià)格更便宜。但是，峰值電流模式中占空比大于50%時(shí)，系統(tǒng)的開(kāi)環(huán)不穩(wěn)定，產(chǎn)生次諧波振蕩；而且系統(tǒng)會(huì)受到電流噪聲的干擾而誤動(dòng)作。

3 理的電壓模式向電流電模式轉(zhuǎn)化

3.1 1 理想電壓模式中輸出電容 ESR 取樣形成的平均電流模式理想的電壓模式

在一定的反饋網(wǎng)絡(luò)參數(shù)下，很難在整個(gè)電壓輸入范圍和輸出負(fù)載變化范圍內(nèi)都能穩(wěn)定的工作。輸出負(fù)載變化可以通過(guò)加大輸出電容同時(shí)使用 ESR 值大的電容來(lái)優(yōu)化其動(dòng)特性，盡管這樣做導(dǎo)致系統(tǒng)的成本和體積增加，同時(shí)增大輸出的電壓紋波。 通常，從直觀上理解，輸出電容 ESR 和輸出電容形成一個(gè)零點(diǎn)，對(duì)于電流模式，這個(gè)零點(diǎn)不是必需的，因?yàn)殡娏髂Ｊ绞菃坞A的系統(tǒng)，而且這個(gè)零點(diǎn)導(dǎo)致高頻的增益增加，系統(tǒng)容易受到高頻噪聲的干擾。所以電流模式或者使用 ESR 極低的陶瓷電容，使 ESR 零點(diǎn)提升到更高的頻率，就不會(huì)對(duì)反饋系統(tǒng)產(chǎn)生作用，或者再加入一個(gè)極點(diǎn)以抵消零點(diǎn)在高頻段的作用，加入極點(diǎn)的方法就是在 ITH 管腳并一個(gè)對(duì)地的電容。

電壓模式是 LC 形成的二階系統(tǒng)，這個(gè)零點(diǎn)的引入可以一定的程度上抵消 LC 雙極點(diǎn)的一個(gè)極點(diǎn)，使其向單階系統(tǒng)轉(zhuǎn)化。ESR 越大，作用越明顯。因此電壓模式輸出電壓通常使用 ESR大的電容。

另一方面，注意到，輸出電壓為：

VCO為輸出電容的容抗上的電壓，?IL為電感的紋波電流，?IL= α ?Iout，α 為電流紋波系數(shù)，一般取 0.2 ~ 0.4。

輸出電壓的小信號(hào)值為：

若 ESR 小，式中后面的一項(xiàng)基本可以忽略；但是，由于電壓模式通常使用 ESR 值較大的輸出電容，這樣 ESR 就不可以忽略，由于 ESR 的作用，相當(dāng)于在輸入電壓的反饋信號(hào)中引入了一定程度的電流模式，電流模式反饋量為： ?(ESR ? α ? Iout )

輸出電容的 ESR 將采樣的電流信號(hào)送到電壓誤差放大器的輸入端，和輸出電壓信號(hào)加在一起，經(jīng)過(guò)電壓誤差放大器放大，再送到 PWM 比較器，其工作的原理相當(dāng)于平均電流反饋。在電壓模式中，使用 ESR 大的輸出電容，相當(dāng)于引入一定程度的平均電流模式，從而增加系統(tǒng)對(duì)輸出負(fù)載變化的動(dòng)態(tài)響應(yīng)，提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

3.2 理想電壓模式中輸入電壓前饋形成的電流模式

對(duì)于輸入電壓的變化，目前通常采用輸入電壓前饋技術(shù)，來(lái)提高系統(tǒng)對(duì)輸入電壓變化的響應(yīng)。輸入電壓前饋如圖 3 所示。圖中的實(shí)線鋸齒波為內(nèi)部時(shí)鐘信號(hào)產(chǎn)生的斜率固定為 k 的正常鋸齒波，在沒(méi)有電壓前饋時(shí)，產(chǎn)生的占空比為 d ? Ts ，則有以下公式：

Vc = k ? d ? Ts

輸入電壓前饋就是在內(nèi)部鋸齒波上加入隨輸入電壓變化的斜坡，或者從 VC信號(hào)減去此斜坡。當(dāng)輸入電壓突然增加時(shí)，內(nèi)部鋸齒波和外加斜坡之和的波形為圖 3 中的虛線所示。

若外加斜坡的斜率為 ks ，則總的斜率為：k + ks ，注意到：ks ∝ Vin ，也就是 ks = k Vin ?Vin ，所以此時(shí)的占空比為：

即：占空比隨輸入電壓的增加立刻而減少，系統(tǒng)提前對(duì)輸入電壓變化做出相應(yīng)的響應(yīng)。

圖3：電壓模式的電壓前饋

若不考慮效率，由功率平衡可以得到：Vin ? Iin = Vout ? Iout ，所以有；

從上式可以看到，所加的輸入電壓前饋信號(hào)也就是輸入的電流信號(hào)。事實(shí)上可以這樣理解：輸入電壓前饋技術(shù)也就是在理想的電壓模式中，疊加一定的電流反饋，以形成一定的電流反饋，從而增加系統(tǒng)對(duì)輸入電壓變化的響應(yīng)。

4 理想的 流模式向電 壓模式轉(zhuǎn)化

4.1 輕載時(shí)電流模式趨向于電壓模式電壓模

電源系統(tǒng)進(jìn)入輕載或空載時(shí)，變換器通常工作在突發(fā)模式和跳脈沖模式 [3]。對(duì)于跳脈沖模式，變換器進(jìn)入非連續(xù)電流模式，高端的開(kāi)關(guān)管的開(kāi)通時(shí)間為控制器所設(shè)定的最小導(dǎo)通時(shí)間，同時(shí)在有一些開(kāi)關(guān)周期，高端的開(kāi)關(guān)管不導(dǎo)通，也就是屏蔽，或跳去一些開(kāi)關(guān)脈沖，以維持輸出電壓的調(diào)節(jié)。注意到：在輕載或空載時(shí)，電流信號(hào)很小，系統(tǒng)也很難檢測(cè)到電流信號(hào)，另一方面，由于高端的開(kāi)關(guān)管的開(kāi)通時(shí)間固定為最小導(dǎo)通時(shí)間，已不受電流檢測(cè)信號(hào)
的調(diào)節(jié)，電流反饋事實(shí)上已經(jīng)不起作用，也就不參與到反饋環(huán)節(jié)。系統(tǒng)此時(shí)工作于標(biāo)準(zhǔn)的電壓模式。

對(duì)于突發(fā)模式，輸出電壓完全由滯洄比較器控制，滯洄比較器控制通過(guò)檢測(cè)輸出電壓的變化，將輸出電壓設(shè)定在允許的上限和下限的范圍內(nèi)，系統(tǒng)此時(shí)也是工作于標(biāo)準(zhǔn)的電壓模式。

4. 2使 大的電感值趨向于電壓模式

輸出電感的選擇及設(shè)計(jì)是基于輸出 DC 電壓的穩(wěn)態(tài)和瞬態(tài)的要求。較大的電感值可減小輸出紋波電流和紋波電壓，減小磁芯的損耗，但在負(fù)載瞬變過(guò)程中改變電感電流的時(shí)間會(huì)加長(zhǎng)，同時(shí)增大電感的成本和體積。較小的電感值可以得到較低的直流銅損，但是交流磁芯損耗和交流繞線電阻損耗會(huì)變大。

同時(shí)使用大的電感時(shí)，電感電流的斜率減小，在理想的狀態(tài)下，若電感值為無(wú)窮大，那么在整個(gè)開(kāi)關(guān)周期，電感電流為直流值，電流檢測(cè)信號(hào)就不在起作用，也就是標(biāo)準(zhǔn)的電壓模式。因此使用的電感值越大，工作于電流模式的控制就越接近于電壓模式，在負(fù)載瞬變過(guò)程中，系統(tǒng)動(dòng)特性越差。因此對(duì)于電流模式，折衷的方法是選擇電感紋波電流峰峰值在輸出負(fù)載電流額定值的 20％到 40％之間。

4. 3斜坡補(bǔ)償的電 模式趨向于為電壓模式

理論上，當(dāng)占空比大于50%時(shí)，電流模式就要加斜坡補(bǔ)償，系統(tǒng)才能穩(wěn)定的工作。否則，就會(huì)產(chǎn)生次諧波振蕩。在實(shí)際的應(yīng)用中，占空比大于40%時(shí)，就要加斜坡補(bǔ)償。占空比大于50%時(shí)，斜坡補(bǔ)償，由于電感充分激磁，而去磁不足，因此輸出的電壓將比預(yù)設(shè)定的值高，并將繼續(xù)升高，直到較慢的電壓控制回路調(diào)整電流設(shè)定點(diǎn)為止，然后輸出電壓又下降至低于期望值，形成次諧波振蕩，其典型的特性就是在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期，脈沖寬度較寬，在下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期，脈沖寬度變窄，在每三個(gè)開(kāi)關(guān)周期，脈沖寬度又變寬，如此反復(fù)。此時(shí)可以看到輸出電壓不穩(wěn)定，有時(shí)還可以聽(tīng)到音頻的噪聲。

圖4：斜坡補(bǔ)償

圖4中，紅線斜坡補(bǔ)償，實(shí)線三角形波為沒(méi)有加斜坡補(bǔ)償?shù)碾姼械碾娏鞑ㄐ?，虛線為加斜坡補(bǔ)償?shù)碾姼械碾娏鞑ㄐ?。如果用下降沿的鋸齒波電壓，則其加在電壓誤差放大器的輸出上，用以控制電流檢測(cè)信號(hào)；如果用上升沿的鋸齒波電壓，則其加在電流檢測(cè)信號(hào)上，然后與電壓誤差放大器的輸出進(jìn)行比較。注意到，內(nèi)部的斜坡補(bǔ)償將使總的電流斜坡減小，即斜坡補(bǔ)償使真正的電感電流的斜率降低，從而促使變換器從電流模式向電壓模式轉(zhuǎn)化，所加的斜坡補(bǔ)償越大，變換器越接近電壓模式。同時(shí)，斜坡補(bǔ)償也降低了電流環(huán)路的增益，降低的系統(tǒng)內(nèi)部設(shè)定的限流點(diǎn)，使系統(tǒng)實(shí)際所加的負(fù)載電流值降低。