隨著功率開關器件的發(fā)展，電力電子裝置日益小型化和高頻化，電氣性能大幅提高，但是隨之產(chǎn)生的高次諧波卻對電網(wǎng)造成嚴重污染。在電力電子設備中，整流器(AC／DC變流器)占有較大的比例，是主要的污染源。由于固態(tài)感應加熱電源對于電網(wǎng)呈現(xiàn)非線性特性，從電網(wǎng)中輸出的電流就不是標準的正弦曲線。高頻諧波電流對電力設施產(chǎn)生過熱或其他危害。

　　Boost電路應用到功率因數(shù)校正方面已經(jīng)較為成熟，對于幾百瓦小功率的功率因數(shù)校正，常規(guī)的電路是可以實現(xiàn)的。但是對于大功率諸如感應加熱電源，還存在很多的實際問題。為了解決開關器件由于二極管反向恢復時產(chǎn)生的沖擊電流而易損壞的情況，減少開關器件在高頻下的開關損耗，本文采用一種無源無損緩沖電路取代傳統(tǒng)的LC濾波電路。在分析了軟開關電路的工作原理以及逆變模塊的分時-移相功率控制策略后，應用Matlab軟件進行了仿真，并通過實驗結果驗證了理論分析的正確性。

　　1 電源系統(tǒng)整體拓撲

　　如圖1所示，該主電路拓撲主要由整流、軟開關Boost功率因數(shù)校正、逆變、負載匹配幾個環(huán)節(jié)組成。

　　單相整流橋輸出的直流電壓接入無源緩沖軟開關Boost電路，本文采取Boost電路取代傳統(tǒng)的LC濾波電路。這里Boost電路主要有2個作用：一是提高整流輸入側的功率因數(shù)；二是為逆變側提供一個穩(wěn)定的直流電壓。Boost校正電路輸出直流電壓加到逆變橋上，逆變橋是由8個IGBT模塊組成的單相全橋逆變器，每個IGBT都有一個反并聯(lián)二極管與其并聯(lián)，作為逆變器電壓反向時續(xù)流。逆變器*率器件由控制電路控制脈沖信號驅(qū)動而周期性的開關；隔離變壓器T的作用是電氣隔離和負載的阻抗匹配。一般T為降壓變壓器，適當改變變壓器的變比即可降低諧振槽路中電感、電容上的電壓值，并可進行不同的負載阻抗匹配。輸出方波電壓經(jīng)過變壓器的隔離降壓后加到由補償電容器和感應線圈及負載組成的諧振回路上。

　　1．1 軟開關APFC電路工作原理

　　圖2所示為無源軟開關Boost電路、串聯(lián)電感及無損SNUBBER電路。與普通的Boost電路相比，增加電感L1限制因VD0的反向恢復而產(chǎn)生的VT0開啟沖擊電流，C2→VD7作為VD0的SNUBBER電路，VD5→VD6→VD7的串聯(lián)結構和L1→C1→C2之間的諧振與能量轉(zhuǎn)換也有利于抑制VT0的開啟沖擊電流。

　　主電路在一個周期內(nèi)的工作情況可以分為6個階段：

　　(1)模式1[t0，t1]：在t0時刻，C0通過電阻R放電，VT0在ZCS狀態(tài)下開啟，C1放電，電流流經(jīng)C1→C2→L1回路，由于L1的作用，VT0的開啟電流逐漸平穩(wěn)上升。

　　(2)模式2[t1，t2]：電感L1上的電流逐漸增大，C1放電結束后，電流經(jīng)過回路L0→L1→VD5→VD6→C2流動。

　　(3)模式3[t2，t3]：C2被緩慢充電，直至L1能量全部轉(zhuǎn)移過來。最后流經(jīng)VT0的電流和L0的大小相等，C2充電結束。

　　(4)模式4[t3，t4]：t4時刻VT0在ZVS下關斷，當經(jīng)過C2-VD6-C1的電壓和整流輸出電壓Vin相等時，C2通過VD7放電，L1的電流經(jīng)L0→L1→ VD5→C1給C1充電。

　　(5)模式5[t4，t5]：當C1的電壓和Vin相等后停止充電。L1電流經(jīng)VD5→VD6→VD7流向負載。

　　(6)模式6[t5，t6]：L1電流衰減到0母線電感電流L1通過VD7向C2充電，當C2電壓為0后，流過L0的電流經(jīng)VD0流向負載C0和R0接著回到模式1。

　　1．2 后級倍頻逆變電路

　　倍頻式高頻逆變電源電路如圖1右邊部分所示。在圖中，由VT11～VT41構成第一組逆變橋，由VT12～VT42構成第二組逆變橋，兩組逆變橋輪流導通1個諧振周期，每個IGBT器件都以額定負載電流工作。這樣，如果IGBT的允許開關頻率為f0，則電源的輸出頻率為2f0。

　　分時-移相的控制方法是通過調(diào)節(jié)對角橋臂導通的相位差來調(diào)節(jié)功率。VT11與VT41之間有一個移相角，滿功率的時候，角度為0，分時-移相調(diào)功就是通過調(diào)節(jié)移相角φ的大小實現(xiàn)功率的改變。

　　2 系統(tǒng)控制策略

　　控制系統(tǒng)主要采用Altera公司的MAXⅡ系列CPLD芯片EPMl270T144C5和TI公司的TMS320LF2407A型DSP?？刂骗h(huán)節(jié)由數(shù)字鎖相環(huán)、PWM控制模塊、分時脈沖控制模塊、DSP移相功率調(diào)節(jié)環(huán)節(jié)以及DSP-PFC環(huán)節(jié)組成。CPLD鎖相環(huán)模塊跟蹤負載諧振頻率，同時接收DSP輸出的數(shù)字移相角大小，從而經(jīng)PWM、分時模塊計算輸出8路移相觸發(fā)脈沖。DSP計算負載輸出功率，與功率設定值比較，經(jīng)積分分離PI算法輸出移相角度；DSP還要對CCM模式下的軟開關Boost電路進行平均電流控制。此外還要實現(xiàn)設置、保護以及顯示等功能。

圖3 系統(tǒng)控制框圖

圖4 輸入側電流電壓波形

圖5 通過BOOST電路開關管的電流電壓

圖6 移相角為90度時的輸出電流電壓

　　3 仿真與試驗波形

　　基于以上理論分析和系統(tǒng)的硬件與軟件設計，應用Matlab仿真軟件對電路進行了仿真。仿真參數(shù)如下：輸入單相220 V，輸入等效阻抗1 mΩ，母線電感6 mH，輸出電容3 300μF，緩沖電感4μH，諧振電阻R為22 Ω，電感為1×10-6，電容為1．15×10-6。在仿真分析的基礎上，對1 kW感應電源樣機進行了實驗，表明實驗與仿真結果基本一致，驗證了理論設計與系統(tǒng)仿真的正確性。

圖7 升壓電路開關管的電壓電流試驗波形

圖8 輸入側的電流電壓試驗波形

　　4 結語

　　通過仿真與試驗結果可以看到，應用軟開關PFC電路的倍頻感應電源，不僅實現(xiàn)了輸入側單位功率因數(shù)，而且借助于一些緩沖輔助器件，開關管工作在軟開關狀態(tài)，損耗大大降低，為逆變模塊輸出穩(wěn)定的直流電壓。該設計具有較高的實用價值。