在圖3-6中，AD8369的四個1nF電容為隔直電容，其功能是阻止直流從AD8369的端口輸出。

SENB信號用于對并行或串行數(shù)據(jù)端口的選擇，當接為3.3V高電平時，數(shù)據(jù)采用串行方式輸入，當接為地時，數(shù)據(jù)采用并行方式輸入，在本系統(tǒng)中采用并行方式輸入數(shù)據(jù)，電路設計中使該引腳接地。

DENB信號為數(shù)據(jù)寫控制信號，在串行方式中，低電平有效，在并行方式中，下降沿鎖存數(shù)據(jù)。

在圖3-6的情況下，AD8369由于內部輸入輸出阻抗的存在，所以其數(shù)字可控的增益倍數(shù)將與器件外部的阻抗有關。對于AD8369的輸入端，其內部差分輸入阻抗為200，外部的等效阻抗為100，則輸入電路引入的衰減量見式（3-7）。

對于AD8369的輸出端，在進行交流分析時，AD8369的輸出端所接電路的等效電阻可以近似為R f和R s串聯(lián)，而器件內部的差分輸出阻抗為200，因此輸出電路引入的衰減量見式（3-8）。

考慮到AD8009后級電路輸入阻抗的影響，AD8009實際的等效輸入阻抗總是要比R f和R s串聯(lián)的值小一些，所以AD8369輸出電路的實際衰減量比上述計算值略?。s-9.5dB）。

由于器件內部的放大范圍為+3dB~+48dB，故AD8369電路的實際放大范圍為-10dB~+35dB。四位數(shù)字控制量與放大倍數(shù)的關系如表3-7所示。

在圖3-6中，使用寬帶運算放大器AD8009作為差分信號變單端信號的轉換電路，且具有放大功能，對差分信號可以放大2倍。在AD8009的放大倍數(shù)為2時，其大信號帶寬為400MHz，但受工作電壓＋5V的限制，當50負載匹配時，輸出信號的功率最大為15dBm。達不到對輸出信號功率的最大要求，需要使用射頻放大器件來進一步提升信號的輸出功率。

3.4射頻放大電路

對于射頻放大電路的設計考慮兩點：1.信號的功率達到要求；2.抑制輸出信號的噪聲。

功率能否達到要求主要由射頻器件所決定，對噪聲的抑制采用低通濾波器

。首先對濾波器的位置的選擇，當濾波器放在射頻器件后時，由于要求掃頻信號源的輸出阻抗為50。而LC濾波器在不同頻點時的輸出阻抗不同，不能保證阻抗匹配，所以在射頻器件的輸入端進行濾波。該低通濾波器也是采用橢圓濾波，在圖3-2中為LPF2，其設計與LPF1完全相同，不再贅述。

本系統(tǒng)中射頻器件采用RF2317，其帶寬可達3.0GHz，輸入輸出阻抗均為75，對小信號有15dB的固定放大，輸出信號功率最高可達+24dBm，采用9V或12V單電源供電。由于RF2317的輸出阻抗為75，為了使掃頻信號源的輸出阻抗為50，則需要在RF2317的輸出端并接阻值為150電阻。

150和75的電阻并聯(lián)，保證了信號源內阻為50的要求，但卻降低了的信號的輸出功率，因為信號功率由150電阻和負載共同分擔，150電阻消耗掉RF2317輸出功率的1/4，所以加在網(wǎng)絡上的最大信號功率為24dBm×3/4=18dBm。射頻放大電路如圖3-7所示。

圖中，RF2317的輸入輸出端口加了1nF的隔直電容，是因為器件在輸入端口含有高于5V的直流電壓，輸出端口具有8V左右的直流分量，為防止直流量對前后級的影響甚至損壞器件，隔直電容是必須的。471uH的電感與隔直電容的功能恰好相反，該電感可以抑制交流信號被12V電源分流，同時不影響RF2317工作所需要的直流偏置電壓，當交流信號的頻率為100kHz時，該電感的阻抗為2×π×10 5×471×10 -6即296，而輸出端口的等效阻抗為150和50的并聯(lián)值37.5，交流信號的11%從電源回路流走，此時加到負載網(wǎng)絡上的信號功率將有所下降，達不到信號最大輸出功率，只有交流信號的頻率提高后，電感的等效阻抗提高，那么從電源回路損失的交流信號才可以忽略不計。

圖3-7中，采用5個51電阻并聯(lián)構成10的限流電阻，對器件起保護作用，當RF2317內部消耗電流過大時，10電阻上的壓降增大，加到器件上的電壓隨之下降，RF2317的工作點下降，不能全速工作，從而降低工作電流。采用5個51電阻并聯(lián)的原因在于RF2317的最大工作電流可達200mA，則10電阻消耗的功率為0.4W，而貼片電阻所能承受的功率低于0.1W，故選擇多個51電阻并聯(lián)并使其等效阻抗為10左右，每個51消耗功率僅為0.08W。在實際電路中由于電感為繞線電感，其內阻比較大，測量值為接近20，其本身即可起到限流的作用，所以省去了并聯(lián)的5個51電阻。