對MIMO-OFDM[2]系統(tǒng)來說，時間同步方面，接收端需要對各個天線上的信號分別進行延時估計和調(diào)整。頻率同步方面，接收端需要對各個天線上的信號分別進行頻率偏移估計和補償。傳統(tǒng)的MIMO-OFDM同步算法，未能完全解決這種情況下的同步問題。這種新的適用于 MIMO-OFDM系統(tǒng)的時間頻率同步算法考慮了各發(fā)射天線到達時延各不相同的情況，因此具有更廣泛意義，可適用于分布式M

1、MIMO-OFDM技術概述

對MIMO-OFDM技術來說，其核心部分是OFDM技術和MIMO技術。OFDM通過將頻率選擇性多徑衰落信道在頻域內(nèi)轉換為平坦信道[3]，從而減少了多徑衰落的影響。而MIMO技術能夠在空間中產(chǎn)生獨立的并行信道同時傳輸多路數(shù)據(jù)流，這樣就有效地增加了系統(tǒng)的傳輸速率。這樣，OFDM和MIMO兩種技術的結合，就能達到兩種效果：一種是系統(tǒng)具備很高的傳輸速率，另一種是通過分集達到很強的可靠性。

2、MIMO-OFDM同步技術研究現(xiàn)狀

在MIMO系統(tǒng)中，由于發(fā)射天線的增加導致發(fā)射信號不但要受到與傳統(tǒng)單天線系統(tǒng)中相同的各種干擾的影響，而且還存在天線間干擾。因此MIMO- OFDM系統(tǒng)中的同步問題比單天線系統(tǒng)中要困難得多，許多用于單天線系統(tǒng)的同步方法不能直接應用于MIMO-OFDM系統(tǒng)。目前對MIMO-OFDM系統(tǒng)同步的研究還剛剛開始，公開發(fā)表的文獻還不多，其中既有研究集中式MIMO的，也有研究分布式MIMO的，但研究集中式MIMO的居多，而且在分布式 MIMO中大都是研究頻率同步的，沒有研究時間同步，都假設時間同步已經(jīng)完成，而且各天線對之間的時延均相同。

3、新的MIMO-OFDM同步算法

3.1　系統(tǒng)設計

算法框圖如圖1所示。

圖1　MIMO-OFDM系統(tǒng)結構圖

假設一個MIMO-OFDM系統(tǒng)有N個子載波，M個發(fā)射天線，P個接收天線，定義第m個發(fā)射天線上的OFDM調(diào)制信號為：

假設頻偏為ε，則第p個接收天線接收到的信號為：

這里△表示多徑信道的徑數(shù)，hlmp表示第mp個MIMO子信道中第l徑的衰落系數(shù)。Sl表示MIMO子信道中第l徑的時延。dm表示接收天線收到各路發(fā)射天線信號的相對時延。這里定義第一路發(fā)射天線的相對時延是零。Np(t)是第p路接收天線上的加性噪聲，設

Dp=max{d1,d2,…,dm}。

這種新的時間同步算法適用于各路天線到達時延不同的情況。傳統(tǒng)的MIMO-OFDM[4]系統(tǒng)同步算法并不能解決當各路天線到達時延不同時的同步問題。針對這種情況，我們提出了新的導引符號配置方法：第一，頻域各天線的訓練序列分開放置，用來區(qū)分不同時延，可以進行時間精同步；第二，在接收端時域，這些分開放置的訓練序列又具有相同的兩個半段，可以用來做時間粗同步和頻率粗同步。

在發(fā)射端的頻域，如果訓練序列的齊位插入偽隨機序列，偶位插入零，那么經(jīng)過IFFT之后就可以得到前后兩個相同的半段序列。于是我們的訓練序列的插入方法如下，該方法可以保證M條發(fā)射天線上的訓練序列經(jīng)過IFFT之后，都可以得到兩個相同的半段序列。因此即使當各個發(fā)射天線到達接收天線的時延不同時，接收天線依然可以得到兩段相同的序列。

定義每個天線發(fā)射的訓練序列為Tm(i)，其中插入的偽隨機序列為Cm(k)，長度為Q，這里總的子載波數(shù)N和發(fā)射天線數(shù)M間必須滿足：N=2MQ，第m個發(fā)射天線插入練序列的方式為

上式中i=0,1,….,N-1。

圖2　訓練序列插入方式

如圖2所示，這樣插入就保證了每路發(fā)射天線的訓練序列都是在偶位全為零，奇位則為偽隨機序列和零，可以保證在IFFT之后，每路天線的導引在時域都對稱，這樣在時延不同的情況下疊加，都可以得到兩個相同的半段序列。

設tm(i)是對應的Tm(i)經(jīng)過IFFT之后的結果：

如圖3所示，假設ai，bi，ci分別是t1(i)，t2(i)，t3(i)的序列。d2，d3分別是t2(i)，t3(i)序列相對于t1(i)的延遲。當d3為最大延遲時，按照圖中的方式疊加后，兩個半段序列1和2是完全相同的。

圖3　時域上各路有延遲的序列疊加

3.2　時間同步

3.2.1　粗同步

首先在接收端建立一個長度為N的滑動窗，按照我們提出的訓練序列插入方式，當處于正確的時間點時，在滑動窗中的訓練序列就是兩個相同的前后部分。

考慮到M路天線相對延遲不同，所以前后兩個半段有Dp長度部分不同。于是我們可以定義時間粗同步公式為：

上面的計算，因為除掉了上面提到的小部分的不同，所以在訓練序列正好對齊的時候就可以得到一個歸一化的峰值。

然后設置一個硬判門限和搜索長度L，將從M(d)超過門限的滑動窗中的那段序列開始，連續(xù)將L個長度為N的序列送入后續(xù)的精同步部分處理，并且記錄超過門限的時間點為。設這段序列為gi(t)，i=0,1,…,L-1，t=0,1,….,N-1。

3.2.2　精同步

得到了L個長度為N的序列，將他們分別進行FFT運算：

上式中，i=0,1,…,L-1，k=0,1,….,N-1。

然后將Gi(k)按照先前插訓練序列的方式，將其中的偽隨機序列抽取出來，和本地序列進行相關相乘，就可以得到第m路發(fā)射天線信號的時間精同步點了：

上式中，m=1,2,….,M。

因為有m個發(fā)射天線，因此公式(9)要進行m次運算，確定每個發(fā)射天線到第p個接收天線的時間精同步點。

所以，得到第m路發(fā)射天線信號到達第p路接收天線的時間同步點：

3.3　頻率同步

在時間同步后實現(xiàn)頻率同步。這里我們?nèi)匀豢梢岳迷跁r域得到的兩個相同的半段訓練來進行頻率偏移估計，與時間粗同步一樣，也要除去兩個半段序列中τ長度部分的序列，假定各路發(fā)射天線的時間同步點中，的相對延遲為零。于是得到頻偏估計：

3.4　數(shù)據(jù)與仿真結果

設MIMO系統(tǒng)為四發(fā)四收和兩發(fā)兩收結構，子載波數(shù)為N=2048，帶寬是20 MHz，信道是COST207六徑rayleigh信道，各徑時延以40個采樣點遞增，功率以6 dB遞減，速率為70 km/h。四個發(fā)射天線到達接收天線的時延分別為0，5，10，15個采樣點，因此我們令τ為20個采樣點，來進行時間和頻率同步。頻偏設為0.4，時間精同步搜索長度L=250。由于進行時間粗同步時，得到的峰值會受到噪聲的影響，因此硬判值在不同信噪比條件下并不相同，一般來說，是隨信噪比的升高呈遞增趨勢。仿真數(shù)據(jù)長度是10萬幀。

如圖4所示。在信噪比較低的情況下，兩種情況下時間同步的錯誤率比較高，并且隨著信噪比的升高而逐漸降低，在10 dB的時候錯誤率降低幅度很大。在12，14 dB的時候錯誤率幾乎為零。說明新算法在各路發(fā)射天線時延不同情況下，仍然可以得到良好的時間同步性能。

圖4　新算法的時間同步性能曲線

如圖5所示。兩種情況下頻率同步的MSE值隨著信噪比的升高而逐漸降低，四發(fā)四收和兩發(fā)兩收情況得到的MSE值很接近，說明頻率同步算法可以得到和Schmidl算法同樣的頻率同步性能。

圖5　新算法的頻率同步性能曲線

通過以上仿真可以看到，該算法在多徑環(huán)境下可以得到良好的同步性能。

4、結束語

目前，世界各國和各大電信廠商都已經(jīng)展開了新一代移動通信系統(tǒng)的研究，而且由于MIMO-OFDM[5]在提高無線鏈路的傳輸速率和可靠性的巨大潛力，使得這兩種技術的結合有望成為過渡到4G的潛在技術。因此MIMO-OFDM已經(jīng)成為目前4G研究的熱點。本文提出的新的 MIMO-OFDM同步方法設置了新的導引符號配置方法，可以在接收端時域得到相同的兩個半段序列，進行時間粗同步和頻率同步，頻域再根據(jù)導引插入規(guī)則進行時間精同步。仿真結果表明，該方法能實現(xiàn)對多個發(fā)射天線時間延遲估計，可適用于分布式MIMO系統(tǒng)。

參考文獻

1　佟學儉，羅濤.OFDM移動通信技術原理與應用.人民郵電出版社

2　MIMO+OFDM.新一代移動通信核心技術.中國數(shù)據(jù)通信.

3　Timothy M. Schmidl and Donald C. Cox. Robust Frequency and Timing Synchronization for OFDM.IEEE Trans. on Commun., vol.45, no.12,pp.1613-1621,1997.

4　Fredrik Tufvesson, Mike Faulkner an Ove Edfors.Time and frequency synchronization for OFDM using PN-sequence preambles[C].Proceedings of IEEE Vehicular Technology Conference, Amsterdam, The Netherlands,1999:2203-2207

5　Mody,A.N.;Stuber, G.L.Synchronization for MIMO OFDM systems. Global Telecommunications Conference, 2001.GLOBECOM　‘01.IEEE,Volume:1,25-29 Nov.2001 Pages:509-513 vol.1