因此當輸出信號較小時，G類放大器的效率要比AB類放大器高，這源于更低的電壓軌。因為有較高的電壓軌，G類放大器仍能處理峰值瞬變信號。

　　圖中所示的MAX9788使用了一個片上電荷泵來產生與VDD相反的負電壓。這個負電壓軌只在輸出信號要求更高電壓軌時才加到輸出電路上。與采用升壓轉換器方法的傳統(tǒng)AB類放大器相比，該器件可以更高效地驅動陶瓷揚聲器。

　　揚聲器制造商經常推薦與陶瓷揚聲器串接的固定電阻(RL)，如圖4所示。這個電阻在信號包含大量高頻分量時可以限制放大器的輸出電流。

　　在某些應用中，如果限制送到揚聲器的音頻頻率響應的帶寬以確保揚聲器對放大器不會短路，那么可以不用這個固定電阻。目前市場上陶瓷揚聲器的電容值在1uF數量級左右。揚聲器的阻抗在8kHz時為20W、在16kHz時為10W。未來的陶瓷揚聲器可能有更大的電容值，會迫使放大器在相同信號頻率下提供更多的電流。

　　陶瓷揚聲器與電動式揚聲器的效率

　　傳統(tǒng)電動式揚聲器的效率很容易計算。在電氣上音圈繞組可以建模為一個固定電阻串聯一個大電感。

　　可以使用揚聲器的電阻值并根據歐姆定律計算提供給負載的功率：

　　P=I2R或P=VxI

　　該功率在揚聲器線圈上消耗為熱量。

　　由于陶瓷揚聲器的電容特性，它們在消耗功率時不會產生太多的熱量。根據陶瓷元件的耗散系數，這種揚聲器消耗所謂的無功功率(blind Power)非常小。因此在消耗無功功率時產生的熱量也非常小。

　　不能用簡單的P=VxI計算無功功率

　　無功功率應這樣計算：

　　P = (πfCV2) × (cosΦ + DF)

　　其中：c=揚聲器的電容值；v=RMS驅動電壓；f=驅動電壓的頻率；cos j="通過揚聲器的電流和揚聲器上的電壓之間的相位角"；Df=揚聲器的耗散系數，取決于信號頻率和陶瓷揚聲器的ESR。

　　對于理想的電容來說，電壓和電流之間的相位角應該是90度，而陶瓷揚聲器主要是電容特性，因此cos j等于0，也即陶瓷揚聲器的電容部分沒有功耗。但陶瓷材料的非理想特性將導致揚聲器上的電壓滯后于通過揚聲器的電流，它們之間的相位角不完全等于90度。理想的90度相移和實際相移之間的差異就是耗散系數。陶瓷揚聲器中的Df可以建模為一個小電阻、ESR和理想電容串聯。(不要把串聯電阻與放大器和揚聲器之間的隔離電阻混淆起來) Df是目標頻率下ESR對容抗的比率(參考文獻2和3)：

　　DF = RESR/XC

　　舉例來說，一個具有1.6uF電容和1W ESR的揚聲器在被5Vrms、5kHz信號驅動時的無功功率是：

　　P = (π × 5000 × 1.6e-6 × 52) × (0 + 0.05) = 31.4mW 或31.4mW。

　　真實功耗

　　因此，雖然陶瓷揚聲器本身不會象電動式揚聲器那樣以熱方式耗散實際功率，但在驅動放大器輸出級以及位于放大器與揚聲器之間的外部電阻(RL)上會產生熱量(圖4)。

　　外部電阻越大，放大器就會產生更多的功耗，從而影響低頻響應。

　　在驅動帶10W串聯電阻的陶瓷揚聲器時，我們可以看到無功功率對總負載功率影響很小。大部分功率消耗在外部電阻上，參見圖5所示的放大器功率與頻率曲線圖。

圖5：所需功率與頻率的關系。

　　更好的低頻響應要求更小的外部電阻，但這樣會導致放大器的輸出級功耗提升。放大器效率表明了有多少功率消耗在放大器的輸出級上。放大器的功耗推動了對包括D類和G類放大器在內的更高效解決方案的需求，由于負載由許多串聯電阻組成，因此會在負載網絡上而不是揚聲器上產生一定的功耗。即使效率100%的放大器，串聯電阻也會消耗本來是給揚聲器的功率。

　　在這個簡單的例子中，5kHz點提供給負載的總功率是515mW。效率為53%的放大器將消耗457mW的功率。放大器必需的功耗大小決定了器件所能用的封裝大小。如果必須用高頻正弦波驅動揚聲器，那就要求很大的功耗。

　　總之，越來越薄的便攜式設備推動了小體積陶瓷揚聲器的需求。這種揚聲器有別于傳統(tǒng)的電動式揚聲器，因此設計師需要考慮不同的設計要素。陶瓷揚聲器的電容特性要求放大器具有高的輸出電壓驅動和大輸出電流能力，這樣才能在整個頻率范圍內保持高電壓。

　　選用來驅動陶瓷揚聲器的放大器必須能夠向混合負載同時提供無功功率和真實功率。放大器效率必須足夠高才能確保小尺寸和低成本方案。

　　因此需要使用有別于傳統(tǒng)AB類放大器的放大器拓撲。例如G類和D類放大器等效率更高的解決方案越來越有吸引力，其中G類放大器可以提供最佳的效率。

        表1：陶瓷和電動式揚聲器的優(yōu)缺點。