本文介紹了一種將PWM 信號(hào)轉(zhuǎn)換成放大、緩沖后的線性信號(hào)的電路，適用于風(fēng)扇速度控制，允許在3.3V 輸入時(shí)提供12V 風(fēng)扇的線性控制。

Maxim 提供各種PWM 輸出的風(fēng)扇速度控制器，使風(fēng)扇速度隨著溫度的變化而改變。通過周期性地控制風(fēng)扇電源的通、斷實(shí)現(xiàn)這一控制方案，風(fēng)扇速度由PWM 信號(hào)的占空比設(shè)置。這種方案的典型應(yīng)用電路對(duì)大多數(shù)情況是可以接受的。然而，有些情況下，由于風(fēng)扇調(diào)制能夠產(chǎn)生嘈雜的噪音，需要用固定電源為風(fēng)扇供電。。

如果給風(fēng)扇周期性供電產(chǎn)生較大的噪音，可以考慮采用圖1 所示電路。這種情況下，一對(duì)兒互補(bǔ)BJT 管(Q1)和PMOS FET (Q2) 構(gòu)成線性放大器

圖1. 將低壓PWM 信號(hào)轉(zhuǎn)換成放大、緩沖后的線性輸出的簡單電路。

該電路工作原理如下：Q1 中PNP 管的基極是放大器的同相輸入。NPN 管的發(fā)射極是反相輸入。PNP 管配置為射隨器，NPN 管既可作為射隨器，也可以作為初級(jí)放大單元。由于PNP 管和NPN 管工作在大致相同的電流密度和溫度條件下，兩個(gè)輸入電壓近似地相互保持一致，流出反相輸入端的電流鏡像到NPN 管的集電極，在電阻R2 上產(chǎn)生壓降。R2 的壓降驅(qū)動(dòng)Q2 的VGS，在Q2 的漏極被放大，成為放大器的輸出。隨著放大器輸出的升高，當(dāng)電壓達(dá)到足以使流出反相輸入端的電流為零時(shí)，即達(dá)到了放大器的穩(wěn)定工作點(diǎn)。

這里采用的放大器大約有100mV 的輸出失調(diào)，這是由于強(qiáng)制R2 的壓降達(dá)到Q2 VGS 的臨界值造成的。這對(duì)指定的風(fēng)扇速度控制應(yīng)用是不合理的。將放大器增益設(shè)置為+4，適合3.3V PWM 信號(hào)，當(dāng)PWM 信號(hào)達(dá)到100%占空比時(shí)，信號(hào)電平達(dá)到最大輸出擺幅12V。

對(duì)于Q1，可以選擇CMXT3946，它是雙晶體管互補(bǔ)結(jié)構(gòu)，當(dāng)然，也可以用分立晶體管替代，本質(zhì)上并不會(huì)降低性能。對(duì)于大多數(shù)單風(fēng)扇驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)，可以選用ZXM61P02 PMOS FET， 其800mW 的最大功率耗散能力能夠以高達(dá)133mA、6V 的輸出驅(qū)動(dòng)風(fēng)扇。由于大多數(shù)風(fēng)扇近似為阻性負(fù)載，峰值電流為250mA 或低于12V 的風(fēng)扇是可接受的。當(dāng)然，應(yīng)該對(duì)風(fēng)扇的整個(gè)工作范圍進(jìn)行測(cè)試，以確保功耗在PMOS FET 所允許的范圍內(nèi)。驅(qū)動(dòng)多個(gè)風(fēng)扇時(shí)，應(yīng)該用SOIC 封裝的MOSFET 取代SOT23 器件。

該電路沒有給出輸入濾波器的元件值，選擇截止頻率，1 / [6.28 * R * C]，至少比PWM 頻率高兩個(gè)數(shù)量級(jí)，以減小輸出端的PWM 信號(hào)紋波。由于電路輸入阻抗較高，電阻值允許高至100k 。