計算器應用程序總是很適合用于快速估計設計的某些方面，帶狀線和微帶線尺寸是最常見的。例如，我在工具欄中保留了一個趨膚效應電阻計算器，以便快速估算高速/RF 互連中與銅相關的損耗。

我見過的每個通孔阻抗計算器的問題都很簡單：它們不完整或完全錯誤?！安煌暾辈糠质侵溉狈ι舷挛模贿@些計算器可以粗略地重現(xiàn)霍華德約翰遜等傳奇人物在他的數(shù)字設計教科書中的著名估計。但是，這些計算器從不提供他們實際計算的內容或通過阻抗計算的準確位置的洞察力。

理想情況下，當您想要通過通孔傳輸高速或射頻信號時，您希望設計一個目標阻抗（通常為50 歐姆），以最大限度地減少反射。對于高速信號，帶寬如此之大，以至于過孔在信號的奈奎斯特頻率下顯得很長，現(xiàn)在過孔阻抗非常重要。然而，大多數(shù)通孔阻抗計算器在這些頻率范圍內得到的結果完全錯誤，因為它們沒有考慮波沿通孔結構的傳播。他們實際給出的值僅在非常低的頻率下有效，這是您無需擔心通過阻抗的地方。

繼續(xù)閱讀以了解為什么這些計算器會出錯，以及通過阻抗周圍的上下文。

您可以在網上找到的通過阻抗計算器將使用集總電路模型的簡單近似值來計算阻抗。這些模型試圖將通孔視為具有已知電感和電容的傳輸線的集總元件模型。然后可以使用這些值來確定通孔結構的阻抗和傳播延遲。

通孔阻抗常用的一個簡單模型是 LC 模型。該模型假設過孔桶穿過單個反焊盤；然后根據(jù)通孔、頂部和底部焊盤以及反焊盤的尺寸對電容和電感進行建模。

可用于通過阻抗計算的 LC 濾波器模型。在本文中閱讀有關此模型的更多信息。

不幸的是，這個模型或類似模型的結果在過孔阻抗實際上很重要的頻率范圍內很可能是錯誤的。即使其中一個通過阻抗計算器正確實現(xiàn)了 LC 模型，該模型也是不完整的，并且僅在非常低的頻率下有效。原因很簡單：您試圖使用集總元件模型來描述波傳播過程中的阻抗。正如我在許多其他文章中詳述的那樣，這永遠不會產生準確的結果。

在通路將用于支持高速或高頻的范圍內，通路及其附近的縫合通路必須被視為波在其中傳播的空腔。在某些頻率下，注入的信號會激發(fā)一些共振，這將在圓柱形結構中產生駐波模式，類似于您在同軸電纜中的非 TEM 模式中觀察到的情況。

顯然，一個簡單的集總 LC 模型不可能描述波的傳播。除了這個事實之外，還有其他一些原因可以揭示為什么這些模型是不正確的，并且不能正確地描述通過阻抗。

有幾件事可以立即告訴我，當前的一組通過阻抗計算器在線提供的結果不正確。

結果與頻率無關。通孔結構與任何其他封閉或半封閉腔體一樣是諧振器，因此它們將在對應于半同軸通孔結構的本征模式的不同頻率處產生一些共振。即使是沒有拼接過孔的單個過孔也會有一組共振；這些恰好是散射共振而不是閉腔共振。因此，將存在電場或磁場將分別具有最大值或最小值的特定頻率，如上所述。

查看共振影響的一種方法是使用 S 參數(shù)（S11 和 S21）。下面的圖表和重疊幾何顯示了針對 68 GHz 應用的通孔設計的 S 參數(shù)值示例。如果這些簡單的計算器是正確的，我們將有一條平坦的 S11 線，我們不會在 68.2 GHz 處看到具有高 Q 值的非常強的傳輸峰值。

68 GHz 通孔的通孔設計和 S11 頻譜（使用 CST 計算）。

他們不考慮縫合過孔。在過孔阻抗很重要的頻率范圍內，需要縫合過孔以將阻抗設置為目標值。縫合過孔的幾何形狀、它們的排列以及中央信號過孔周圍的反焊盤尺寸對于設置阻抗而言比信號過孔幾何形狀更重要。結構的阻抗對這些參數(shù)的變化也非常敏感。

結果是阻抗將僅僅由于結構的幾何形狀而隨頻率變化。這是任何諧振器或散射器的基本事實。在沒有縫合過孔的單個過孔的情況下，阻抗首先出現(xiàn)如我們預期的電感性，然后隨著焊盤/側壁和平面之間的低阻抗接管，它開始出現(xiàn)電容性。

通過 6 層 PCB 的通孔的阻抗譜（使用 Simbeor 計算）。

現(xiàn)在考慮當我們在結構周圍添加縫合過孔時會發(fā)生什么。帶有縫合過孔的單端過孔及其頻率響應示例如下所示。正如我們從該圖中看到的那樣，阻抗僅在非常低的頻率下保持在目標值上，并且僅持續(xù)到幾 GHz。除此之外，在毫米波范圍內，阻抗可能首先變?yōu)殡姼行裕缓笞優(yōu)殡娙菪浴?/p>

穿過 6 層 PCB 的通孔的過孔阻抗譜，在反焊盤周圍放置了縫合過孔（使用 Simbeor 計算）。

任何簡單的通孔阻抗計算器都無法解釋這種頻率依賴性這一事實應該說明這種結果僅在低頻時有用。

眾所周知，簡單的通孔阻抗模型是不完整的。我提出這個問題是因為眾所周知，簡單的 LC 模型和類似模型是不正確的，但我仍然看到通過實現(xiàn)這些模型的阻抗計算器，就好像它們是普遍準確的，并且沒有給出上下文。

如果您閱讀 Howard Johnson 的教科書，在他談到通過通孔傳播信號的部分中，您會發(fā)現(xiàn)作者陳述了 LC 模型對通孔阻抗的限制。引用霍華德約翰遜的話：

• 第 342 頁：霍華德·W·約翰遜和馬丁·格雷厄姆。高速信號傳播：高級黑魔法。普倫蒂斯霍爾專業(yè)，2003 年。

換句話說，pi 模型及其不太準確的一階變化僅在通孔電短路且對傳播信號相對不可見的范圍內有效。

這些計算器沒有給出通孔通孔的正確傳播延遲。我們應該期望標準厚度板上的通孔具有 40-60 ps 的總傳播延遲，具體取決于通孔尺寸和材料常數(shù)。您會發(fā)現(xiàn)簡單的在線計算器會告訴您傳播延遲約為 10 ps。

這是因為，沿著通孔的長度，決定信號傳播的介電常數(shù)是一個有效介電常數(shù)，其值約為 60。即使在周圍沒有縫合過孔的差分過孔中，有效介電常數(shù)也不等于基板的 Dk 值，它在 8 到 10 之間。閱讀本文了解有關此問題的更多信息。

一旦有人說“我需要一個通過阻抗計算器來計算我的高速信號”，他們可能會忘記那些高速信號很可能在差分對上，所以你真正需要的是一個差分阻抗計算器，或者而是通過阻抗計算器的奇模。差分過孔對的阻抗不能用單個過孔阻抗計算器處理，除非過孔間隔很遠。這與我們必須考慮差分對中跡線之間的間距的原因相同：兩條導體相互作用以確定奇模（和差分）阻抗。

以白色突出顯示的過孔是這 4 個差分對的縫合過孔。這些縫合過孔可用于修改阻抗并將平坦阻抗帶寬擴展到更高頻率。

請記住，數(shù)字信號是寬帶的，其頻率內容很好地跨越了通孔沒有平坦阻抗譜的范圍。對于上升/下降時間非常短的數(shù)字信號，重要的功率可以集中在阻抗不隨頻率變化的范圍內。

因此，必須通過過孔（或一對差分過孔）進行布線的數(shù)字設計人員必須設計過孔，使阻抗譜的偏差遠大于帶寬限制。他們主要可以通過一些杠桿來做到這一點：

• 調整反焊盤尺寸

• 調整焊盤尺寸

• 通過計數(shù)和尺寸調整拼接

微波工程師再次輕松進行過孔設計：他們只需針對信號設計載波頻率附近的特定帶寬。給定互連上的所有其他頻率都無關緊要。人們經常說，必須避免在射頻互連上使用過孔，但現(xiàn)實情況是，從連接器發(fā)出的信號或路由到密集天線陣列（例如，在高分辨率 MIMO 成像應用中）通常需要這些過孔。

基于這些觀點，Howard Johnson 得出了與我在這里得出的相同的結論：

• 第 343 頁：霍華德·W·約翰遜和馬丁·格雷厄姆。高速信號傳播：高級黑魔法。普倫蒂斯霍爾專業(yè)，2003 年。

在傳播明顯的頻率范圍內通過阻抗計算并不適合膽小的人。如果您想計算具有縫合通孔的通孔結構中的電場和磁場的一般解，可以使用圓柱漢克爾函數(shù)手動完成。但是，一旦您嘗試在反焊盤區(qū)域應用具有薄導電平面的邊界條件以獲得通孔結構中波動方程的特定解，結果可能會非常復雜，具體取決于反焊盤的形狀和大小。

因此，對于不喜歡這些數(shù)學練習的設計人員，可以使用外部工具來模擬通過過孔的信號傳播并提取阻抗。一些例子包括：

• Ansys HFSS

• 辛拜爾

• COMSOL

• 模擬 (CST)

這些工具將實施一個數(shù)值程序來求解感興趣的通孔結構中的麥克斯韋方程（實際上是波動方程）。首先將系統(tǒng)離散化，并使用迭代數(shù)值算法計算電場和磁場。

在這個示例模型中，我展示了如何離散化具有矩形反焊盤區(qū)域的 RF 信號轉換。方框是求解麥克斯韋方程組的網格幾何形狀。

所有這些都可以為您提供通孔阻抗，并且它們各有優(yōu)點和用例。我喜歡 Ansys HFSS 來解決這個問題，因為我通常在天線仿真的同時進行此操作。在我從事的射頻設計中，最終目標不是過孔阻抗，而是 S11、天線增益和輻射圖。CST 可以為您提供相同的結果，但是當您將STEP 或 Parasolid 模型導入模擬器時，它對帶有反焊盤的多層板的模型處理要好得多。

如果您只需要確定通孔阻抗和 S 參數(shù)，Simbeor 將比其他應用程序更快地完成仿真結果。它有一個專門用于過孔的工具，您可以使用它來包括縫合過孔和提取 S 參數(shù)。然而，RF 設計人員需要的一些東西在 Simbeor 中無法完成。在使用外部仿真工具解決這些類型的設計問題之前，請仔細考慮所有這些要點。