對(duì)工程師來說，模擬量測量信號(hào)鏈設(shè)計(jì)通常都是一個(gè)很大的挑戰(zhàn)。即使是由一個(gè)電阻式傳感器和一個(gè)數(shù)模轉(zhuǎn)換器構(gòu)成的數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)這樣簡單的信號(hào)鏈，也要處理許多復(fù)雜的因素才能實(shí)現(xiàn)一個(gè)有效的測量。當(dāng)使用不同的傳感器時(shí)，這些問題解決起來會(huì)更復(fù)雜。本文將討論開發(fā)人員使用不同類型的電阻式傳感器實(shí)現(xiàn)精確測量時(shí)需要解決的各種問題。

        簡單來說，在所有使用電阻式傳感器的系統(tǒng)中，模擬信號(hào)鏈或多或少都類似于如圖1所示。

 
圖1：基本模擬信號(hào)鏈

        雖然所有的信號(hào)鏈在一個(gè)模塊水平上看起來很像，每個(gè)模塊的參數(shù)會(huì)根據(jù)各種不同因素而不同。其中最重要的一個(gè)因素是需要考慮經(jīng)過傳感器的電阻值變化(并因此帶來的電壓改變)，其次是物理數(shù)量的變化、傳感器到測量系統(tǒng)距離的變化(例如，由于導(dǎo)線電阻引起的測量誤差)，以及該系統(tǒng)要求的精度、干擾類型、所需精度。這些因素決定了所需激勵(lì)的類型、傳感器連接到測量電路的方式、預(yù)處理電路和模數(shù)轉(zhuǎn)換器所需的增益、需要的濾波器類型以及截止頻率、分辨率和模數(shù)轉(zhuǎn)換器輸入范圍。

        讓我們看看不同的傳感器和相關(guān)模擬信號(hào)鏈?zhǔn)褂脮r(shí)的注意事項(xiàng)，先看一下熱敏電阻。熱敏電阻在不同溫度下是極其非線性的。阻值隨溫度變化的關(guān)系是復(fù)雜的非線性函數(shù)，如下所示：

        這里T是溫度，R的阻值。A、B、C是某種熱敏電阻器所特有的常數(shù)。由于該方程算法復(fù)雜，在一個(gè)單片機(jī)實(shí)現(xiàn)它是不明智的。因此，通常實(shí)現(xiàn)這個(gè)算法的方式是使用查找表來對(duì)應(yīng)阻抗和溫度。然后使用分段算法計(jì)算出溫度。雖然由于增益變化和偏置可能有測量錯(cuò)誤，但這些錯(cuò)誤對(duì)于基于熱敏電阻的溫度傳感器要求的精度來說是可以忽略的。增益變化和偏移的問題我們將在這篇文章后面RTD部分介紹。

        說到電阻的測量，可以有多種直接測量方式，如圖2所示。

  
圖2(a)、2(b)，2(c)：電阻測量拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

        圖2(a)中所示的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)是使用一個(gè)電壓DAC來激勵(lì)電阻分壓器。電路中一個(gè)電阻是傳感器本身，另一個(gè)電阻是已知阻值的參考電阻。這種結(jié)構(gòu)是可行的，然而，單端測量有一些不完善的地方。其中之一是地會(huì)在靠近傳感器的Vss和實(shí)際供給模數(shù)轉(zhuǎn)換器的Vss之間偏移，這將導(dǎo)致一個(gè)偏移量。

        另一方面，如圖2(b)，當(dāng)ADC的–ve輸入離電阻較近時(shí)，模擬地和ADC的地是相同的。由于差分線會(huì)彼此接近，直到傳感器，任何加進(jìn)來的信號(hào)都將被復(fù)制到另一個(gè)上面。使用差分測量結(jié)構(gòu)測量這個(gè)信號(hào)時(shí)，因?yàn)樗且环N共模信號(hào)，所以就抵消了。在這個(gè)圖中另一點(diǎn)要注意的是，當(dāng)測量經(jīng)過Rsensor的電壓時(shí)，+ve輸入要貼近傳感器本身。這可以保證不存在由于導(dǎo)線電阻引起的測量誤差。

        圖2(c)顯示的結(jié)構(gòu)是使用電流DAC來激勵(lì)傳感器。經(jīng)過傳感器的電壓測量會(huì)提供一個(gè)準(zhǔn)確的電阻值測量。就外部組件需要數(shù)量而言，電流勵(lì)磁是最好的結(jié)構(gòu)。它不需要任何參考電阻。然而，如果要校驗(yàn)系統(tǒng)增益誤差，就需要一個(gè)外部電阻。請(qǐng)注意，對(duì)于那些不需要很高精度的應(yīng)用，沒有必要進(jìn)行增益誤差補(bǔ)償，因此外部參考電阻也不是必要的。

電阻溫度探測器(RTD)

        RTD (電阻溫度探測器)在0o C時(shí)阻值為100歐姆，溫度上每度的變化引起將近0.385歐姆的變化。由于RTD電阻較低，因此走線電阻的影響在準(zhǔn)確性方面起著非常重要的作用。RTD使用恒流源激勵(lì)。經(jīng)過RTD的電壓是可以測量的，可以用3線或4線方法，這取決于從測量系統(tǒng)到RTD的并行導(dǎo)線數(shù)目。由于RTD放在遠(yuǎn)離測量系統(tǒng)的位置，考慮到電線成本，一般使用3線測量方法。圖3顯示了RTD的3線測量接口框圖。

 
圖3：3線 RTD測量

        在圖3中，當(dāng)電壓在第一通道測量時(shí)，測到的不單是經(jīng)過RTD的電壓。事實(shí)上，它測量到的是經(jīng)過RTD及IDAC和RTD之間線阻的電壓降。線阻引起的誤差可以用多種方式處理。一種方法是手動(dòng)測量線阻，然后把它儲(chǔ)存為一個(gè)常數(shù)。每一次測量執(zhí)行時(shí)，減去該電阻。另一種方法是測量RTD正極和數(shù)模轉(zhuǎn)換器輸出腳之間的電壓降。如果電線是同一規(guī)格，那么他們就會(huì)有相同的阻抗，測量到的經(jīng)過傳感器電壓可以減去前一步測量的電壓?？墒牵绻娋€是不對(duì)稱的，仍然可能會(huì)有一些誤差。而且，這種方法將消耗一個(gè)額外的引腳來連接DAC的輸出腳到ADC的輸入。

 
圖四：4線RTD測量

        對(duì)于確測量，推薦圖4所示的4線配置。正輸入負(fù)輸入都要靠近RTD，從而消除由于導(dǎo)線電阻引起的誤差。設(shè)計(jì)RTD的信號(hào)鏈時(shí)，信號(hào)鏈的輸入阻抗需要很高，這樣輸入電流可以忽略不計(jì)。如果ADC的輸入阻抗較低，信號(hào)在連接ADC之前應(yīng)該反饋到buffer。

        如前面提到的，系統(tǒng)會(huì)有一個(gè)偏移，其隨溫度而有所不同。隨溫度的偏移/漂移和低頻噪聲可以使用相關(guān)雙采樣(CDS)來消除。使用CDS，首先衡量零參考偏移(測試時(shí)兩個(gè)輸入都短路)，然后測量經(jīng)過傳感器的電壓。在圖3和4中，要測量零參考信號(hào)，ADC的連接到1通道。當(dāng)測量到經(jīng)過傳感器的電壓時(shí)，它包括實(shí)際的熱電偶電壓、偏移和噪聲(方程1)。在圖3和4中，它是通道0測量到的電壓。

VR_Signal = VRTD + VN + Voffset  -- (1)
VR_Signal = VRTD + VN + Voffset  -- 方程(1)

方程2給出了零參考讀數(shù)。

VZero_Ref = VN + Voffset  -- (2)
VZero_Ref = VN + Voffset  --方程(2)

方程3給出了之前的零參考取樣和目前測量的零參考之間的關(guān)系。

VZero_ref_Prev = (VN + Voffset)*Z-1 -- (3)
VZero_ref_Prev = (VN + Voffset)*Z-1 –方程 (3)

然后，方程(4) 給出了當(dāng)前測量的傳感器電壓和之前的零參考信號(hào)之間的區(qū)別。

Vsignal = (VRTD + VN + Voffset) - (VN + Voffset)*Z-1  --(4)
Vsignal = VRTD – (VN + Voffset)*(1-1/Z) –(5)
Vsignal = (VRTD + VN + Voffset) - (VN + Voffset)*Z-1  --方程(4)
Vsignal = VRTD – (VN + Voffset)*(1-1/Z) –方程(5)

由于偏移量對(duì)于連續(xù)采樣來說是一個(gè)常數(shù)，方程5則導(dǎo)出方程6。
Vsignal = VRTD - VN*(1-1/Z) – (6)
Vsignal = VRTD - VN*(1-1/Z) – 方程(6)

采用雙線性變換，Z =(1 + sT / 2)/(1-sT)，這里T是1 / fsample，方程 6可以寫成方程7。
Vsignal = VRTD – VN*(2s/(s+ 2fsample) – (7)
Vsignal = VRTD – VN*(2s/(s+ 2fsample) – 方程(7)

        如果我們分析方程7，它是一種高通響應(yīng)。另一方面，ADC有一個(gè)低通響應(yīng)。這可以幫助減少系統(tǒng)總體噪聲。同時(shí)，我們看一下圖4的結(jié)構(gòu)，很明顯，系統(tǒng)精度完全依賴于IDAC的準(zhǔn)確性。如果IDAC 偏離5%，計(jì)算結(jié)果也將偏離5%。在測量中叫做增益誤差，對(duì)于絕大多數(shù)系統(tǒng)來說是不可以接受的。還有其他因素也會(huì)帶來增益誤差，ADC和它的參考精度是最大的因素。如果ADC的參考精度只有1%，所有使用這個(gè)ADC的測量將會(huì)有1%的增益誤差。在這里，因?yàn)槲覀冇懻摰氖菧囟葴y量，所以漂移將是更難的問題。

        避免這些不同增益誤差的最佳方式是選擇更高精度的參數(shù)。0.1%精度的電阻可以用于減少誤差。圖5顯示了其結(jié)構(gòu)，其中連接了校準(zhǔn)電阻。

 
圖5：帶增益誤差補(bǔ)償?shù)?線RTD測量

        電流首先通過參考電阻，測量到了電壓，從而測量出其阻值。這很容易引起先前討論過的測量誤差。然而，在下一步中，同一電流通過RTD，使用相同的設(shè)置測量電壓。這兩個(gè)ADC測量的比率除去存在的增益誤差，因?yàn)镽TD的電阻測量是由參考連接到參考電阻組成的。系統(tǒng)精度現(xiàn)在取決于使用的參考電阻的精度和公差。

毫伏級(jí)測量需要考慮的因素

        到現(xiàn)在為止，我們已經(jīng)討論了在高精度系統(tǒng)中設(shè)計(jì)精密模擬測量時(shí)所面臨的挑戰(zhàn)，這里的測量范圍通常是伏特級(jí)的。有的系統(tǒng)測量范圍為mV級(jí)，這對(duì)于設(shè)計(jì)人員來說是一個(gè)全新的挑戰(zhàn)。這種系統(tǒng)的一個(gè)很好例子就是測壓元件。測壓元件是這樣一些傳感器：它們把作用于它們的負(fù)載轉(zhuǎn)換成電信號(hào)。通常用于體重測量的數(shù)字秤。典型的測壓元件是四電阻應(yīng)變片橋結(jié)構(gòu)。傳感器由兩種電壓激勵(lì)終端激勵(lì)，基于應(yīng)用于傳感器的壓力，在測量終端會(huì)建立一個(gè)小電壓。測壓元件的輸出電壓范圍通常為mV / V，這是1V激勵(lì)磁電壓的輸出范圍。

        讓我們舉一個(gè)例子，一個(gè)2mV / V的測壓元件，測量最大重量為10千克。如果用戶使用一個(gè)5V的輸入作為激勵(lì)，那么凈輸出電壓范圍僅僅是10mV。這意味著即使測壓元件正在承受一個(gè)10公斤的壓力，輸出也僅僅是10mV。為了解決在這個(gè)10mV的范圍接近16位精度，這意味著我們需要減少ADC范圍來適合這種輸入調(diào)整。

        最常用的方法是使用增益來放大輸入信號(hào)，以適應(yīng)ADC的范圍，從而在一個(gè)較小的范圍實(shí)現(xiàn)更多位數(shù)。例如，先前討論過的10mV測量范圍，使用一個(gè)通常有0 + / - 1V范圍的ADC，用戶可以使用增益放大器實(shí)現(xiàn)接近100倍的信號(hào)放大。

        當(dāng)ADC測量1V的動(dòng)態(tài)范圍時(shí)，一個(gè)20-bit分辨率的ADC看到的電壓最小是1uV。當(dāng)用增益來提高范圍時(shí)，增益也會(huì)放大噪聲，使它變大有可能會(huì)影響ADC的測量。這種噪聲影響了ADC在這個(gè)增益設(shè)定中可以提供的可用位數(shù)目。因此，我們必須根據(jù)所需增益設(shè)置選擇最佳ADC分辨率。

        通常用于測量測壓元件輸出的是Delta Sigma (DelSig) ADC和低通濾波器。一些DelSig ADC，例如賽普拉斯PSoC3和PSoC5器件包含的，他們可以在Delta Sigma調(diào)制器本身增加增益。這種情況下，ADC上增益的影響將會(huì)改變ADC的輸入范圍從0 + / - 1.024V 到0+ / -0.512V。因此，我們可以在ADC調(diào)制器本身達(dá)到更高增益。這樣做還具有冗余優(yōu)勢。當(dāng)我們?cè)贏DC調(diào)制器增加增益時(shí)，就可以減少ADC帶寬。這對(duì)于傳感器測量來說不是重點(diǎn)，這是由于傳感器更新速率要小得多。然而，減少帶寬是一種優(yōu)勢，因?yàn)樗米鞯屯V波器，不允許噪聲進(jìn)入系統(tǒng)。

        測壓元件接口另一個(gè)主要問題是增益誤差，因?yàn)檩敵鲂盘?hào)范圍依賴于激勵(lì)電壓。在測量中，激勵(lì)電壓的一個(gè)很小變化都可以引起類似比例的增益誤差。如果信號(hào)測量和激勵(lì)電壓比率相反，我們就能避免這些?？梢酝ㄟ^兩種方法實(shí)現(xiàn)：

1)我們可以分別測量信號(hào)與激勵(lì)電壓，然后計(jì)算出比率，從而得出增益誤差。然而，這種方法需要在兩個(gè)信號(hào)之間的ADC復(fù)用。另一個(gè)問題是我們測量的信號(hào)幅度是10mV范圍，激勵(lì)磁電壓是伏特級(jí)的。這將意味著動(dòng)態(tài)改變?cè)鲆嬖O(shè)置和ADC范圍參數(shù)，在大多數(shù)模擬系統(tǒng)中很有可能是不明智的。

2)另一種實(shí)現(xiàn)方式是把參考連接到ADC本身。一般ADC都有一個(gè)參考引腳，連接到一個(gè)外部參考。ADC的每次測量都會(huì)關(guān)聯(lián)到參考。因此，如果我們提供激勵(lì)電壓或它的派生值作為參考連接到ADC，我們就能得到信號(hào)的比率測量。

 
Figure-5：測壓元件接口電路

數(shù)字濾波

        我們討論了模擬信號(hào)鏈中避免噪聲和其他誤差源的幾種方式。獲得無噪聲輸出的最后階段之一是可以使用固件數(shù)學(xué)濾波器來平衡噪聲。簡單的實(shí)現(xiàn)方式是移動(dòng)平均濾波器，使用隊(duì)列，輸入值在一側(cè)保持?jǐn)?shù)據(jù)流，舊數(shù)據(jù)從另一側(cè)排隊(duì)下降。在任何給定的時(shí)間內(nèi)，濾波器的輸出是隊(duì)列中所有單元的平均值。

 
圖6：移動(dòng)平均濾波

        移動(dòng)平均濾波是一種最簡單而又最有效的濾波器，可以在測量系統(tǒng)中實(shí)現(xiàn)更高的噪聲抑制。缺點(diǎn)是有一個(gè)恒定的延遲，它和使用的隊(duì)列深度成正比。這就意味著在輸出端，n個(gè)單元移動(dòng)平均濾波就要占用n個(gè)周期來反映出來。如果有較大的變化并且輸出反應(yīng)較慢就可能會(huì)有誤解。這種情況可以通過變化時(shí)使用閾值條件檢查來避免。在某一特定時(shí)間，如果輸入變化超過一個(gè)閾值，整個(gè)濾波器重新啟動(dòng)，新的數(shù)據(jù)拷貝到濾波器和輸出，從而減少了對(duì)較大變化的延遲。