引言

　　鎖相環(huán)頻率合成技術(shù)在無線通信系統(tǒng)中得到了廣泛的應(yīng)用?；谡麛?shù)分頻的鎖相環(huán)技術(shù)存在較小頻率步進(jìn)和較高參考頻率的矛盾，因而引入了小數(shù)分頻技術(shù)，它解決了上述矛盾，但同時(shí)引入了尾數(shù)調(diào)制(或稱為量化噪聲)，使得頻率合成器輸出信號(hào)中存在小數(shù)雜散[1]。而基于Delta-Sigma調(diào)制技術(shù)的小數(shù)分頻頻率合成器既解決了小頻率步進(jìn)和高參考頻率之間的矛盾，又改善了小數(shù)雜散。

　　由于單級(jí)DSM結(jié)構(gòu)對(duì)量化噪聲的濾除效果不是太明顯，因此，在實(shí)際應(yīng)用中常將DSM級(jí)聯(lián)成多級(jí)結(jié)構(gòu)。然而，當(dāng)級(jí)聯(lián)級(jí)數(shù)達(dá)到3階時(shí)，再增加級(jí)數(shù)對(duì)雜散的抑制效果就不會(huì)太明顯[2]。常見的結(jié)構(gòu)有MASH 1-1-1結(jié)構(gòu)，傳統(tǒng)的小數(shù)頻率綜合器就是采用基于三階MASH 1-1-1結(jié)構(gòu)DSM。DSM是一個(gè)有限狀態(tài)機(jī)[3]，故為一非線性系統(tǒng)，當(dāng)DSM的輸入為一常數(shù)時(shí)，其輸出是一個(gè)周期序列，使其頻譜呈現(xiàn)離散特性，這些離散的譜線對(duì)VCO進(jìn)行調(diào)制，使得VCO輸出頻譜在載波的兩個(gè)邊帶出現(xiàn)明顯雜散[4]。而輸出序列的周期是由其輸入、初始條件以及DSM結(jié)構(gòu)所決定。

　　降低量化噪聲的方法通常有兩種。一種是在輸入端加入抖動(dòng)使得其輸入不再是一個(gè)常數(shù)，從而擾亂輸出序列的周期性;另一種方法是通過改變DSM的內(nèi)部結(jié)構(gòu)或者設(shè)置其寄存器的初始條件來延長(zhǎng)輸出序列的周期。輸入端加入抖動(dòng)雖然可以打破其輸出序列的周期性，但卻需要增加額外的產(chǎn)生抖動(dòng)電路的硬件開銷，同時(shí)也抬高了基底噪聲[5]。通過預(yù)置DSM寄存器的初始值(奇數(shù))可以延長(zhǎng)輸出序列的周期，但實(shí)驗(yàn)得出當(dāng)調(diào)制器的位寬達(dá)到一定寬度時(shí)，雜散的優(yōu)化效果并不明顯[6];通過改變DSM的內(nèi)部結(jié)構(gòu)，比如HK-MASH結(jié)構(gòu)的DSM，設(shè)定其反饋參數(shù)可以最大化輸出序列的長(zhǎng)度，而與其寄存器的初始條件無關(guān)，但當(dāng)位寬較寬時(shí)，其參數(shù)計(jì)算十分復(fù)雜[7]。結(jié)合上述兩種方法，本文提出一種新型結(jié)構(gòu)——誤差反饋加抖型MASH 2-1-2結(jié)構(gòu)。

　　調(diào)制器的設(shè)計(jì)原理與仿真

　　噪聲整形概述

　　如圖1所示，DSM抑制小數(shù)雜散的原理即通過對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行過采樣(采樣頻率遠(yuǎn)高于奈奎斯特采樣頻率)，使得量化噪聲的功率譜覆蓋頻率范圍變寬，幅度降低，然后通過一個(gè)對(duì)量化噪聲呈高通而對(duì)輸入信號(hào)呈低通的噪聲整形器后，量化噪聲的功率絕大部分都被搬移到高頻段fref/2，而低頻段大部分被濾除。再利用環(huán)路濾波器的低通特性就可以有效地抑制高頻段的量化噪聲。圖1中f0是信號(hào)頻率，fref是過采樣頻率。

　　模型建立與分析

　　在討論新型的MASH結(jié)構(gòu)之前，先回顧一下傳統(tǒng)的MASH 1-1-1結(jié)構(gòu)的DSM，它是由誤差反饋調(diào)制器(EFM)組成，如圖2(a)所示。

　　y[n]為1bit量化器Q1的溢出信號(hào), 當(dāng)v[n]大于M(M=2k)時(shí)，y[n]輸出為1，否則為0，其中k為輸入信號(hào)的位寬。圖2(a)對(duì)應(yīng)的z域系統(tǒng)傳遞函數(shù)可以表示為：

　　(1)

　　其輸出不僅包含了輸入信號(hào)X(z)，還包含了被高通一階濾波器(1-z-1)整形后的量化誤差(1-z-1)E(z)。量化誤差被白化整形后，其功率被推到了高頻段，如圖1(b)所示。對(duì)于圖2(b)(EFM2)，同樣有