鎖相環(huán)路由于具高穩(wěn)定性、優(yōu)越的跟蹤性能及良好的抗干擾性,在頻率合成得到了廣泛應用。但簡單的鎖相環(huán)路對輸出頻率、頻率分辨經等指標往往不能滿足要求,所以要對簡單鎖相環(huán)路加以改進。小數分頻鎖相環(huán)則是改進方案之一。

　　采用小數分頻鎖相環(huán)帶來的一個嚴重問題是分數調制(又稱相位調制)問題。

　　產生的原因是：當環(huán)中鎖定時,分頻器的分頻比不是固定的,而是在N和N+1之間變化。由于輸出頻率fo=N·F×fr,所當分頻比為N時,鑒相器的fo/N信號相位超前fr的相位,而且兩者相位差不斷增加,直到分頻比為N+1。這時相位差突然降到0,其結果是鑒相器的輸出呈現階梯鋸齒波形。這樣一個波動電壓加到壓控振蕩器上就會產生頻率調制。對于上述由于分頻比變化而引起的相位調制通常采用以下模擬補償措施：將小數累加器的累加和通過D/A變換器變換成補償電壓(其電壓大小與鑒相器輸出的相位調制電壓成正比而極性相反),再加到求和放大器上進行抵消。這種模擬補償措施有以下不足之處：(1)補償電路過于復雜,調試不方便;(2)由于補償電壓和相位調制在時間上和幅度上難以達到一致,因此補償程度有限的,一般存在1%以上的誤差。因此,一個全數字的方案被提出來,它很很好地解決分數調制問題,這就是∑-Δ調制。

　　1 ∑-Δ調制頻率合成器及其實現

　　∑-Δ調制頻率合成器是一個無相位補償的分數頻率合成,用∑-Δ調制器取代普通分數環(huán)中的累加器。把所需分頻比的分數部分作為∑-Δ調制器的輸入,由調制器產生脈沖密度調制信號去控制頻率合成器的分頻比,以達到分數分頻的目的。

　　具有1位量化器(比較器)的一階∑-Δ調制器如圖1所示。1位D/A變換器完全線性,引入量化噪聲e(k),則量化器可作線性化處理,得圖1線性化模型,其中k為整數,g(k)為0～1的分數,代表小數分頻分頻比的小數部分。Y(k)為0或1,分別代表分頻比為N和N+1的情況。理論分析表明[1],一階∑-Δ調制器對信號是全通的,能傳遞所需信號。引外,它對噪聲呈現低頻端掏大、高頻端抑制小甚至放大特性。這就是∑-Δ調制器的噪聲變形特性,它把噪聲能量推向高頻端,而高頻噪聲可由環(huán)路低通濾波器濾除,因此一階∑-Δ調制器頻率合成器具有較小的噪聲。為更好地抑制噪聲,可用高階∑-Δ調制器,它由多個一階∑-Δ調制器級連而成。級連的方法如圖2所示。第一級的量化噪聲e1(k)(由v1(k))與y1(k)差得到)e2(k)作為第二級的輸入,第二級的量化e2(k)作為第三級的輸入,各級輸出作如圖的處理。調制器的輸出用來控制分頻化。同階∑-Δ調制頻率合成器電路實現框圖如圖3.采用多級累加器結構,與小數分頻頻率合成器比較,∑-Δ調制頻率合成器利用3個累加器或更多個累加器代替單個累加器,每個累加器輸出與下一個累加器的輸入相接。和通常的分數環(huán)一樣,累加的溢出控制分頻比。第一個累加器同分數系統中的累加器以同樣的方式工作,它溢出時,在一個周期內,將分頻比從N變到N+1。第一個累加器的輸出代表相位誤差,如不進行其它修正就會產生相位誤差。這個輸出再次由第二個累加器進行數字積分,由它的輸出進一步控制分頻比?？刂品椒ㄈ鐖D2所示。第二個累加器的溢出使分頻比變?yōu)镹+1,下一時鐘周期變?yōu)镹-1;第三個累加器將分頻比變?yōu)镹+1,N-2,N+1;第四個累加器將分頻比變?yōu)镹+1,N-3N,N+3,N-1等等。2 ∑-Δ調制器原理設計

　　∑-Δ調制頻率合成器采用多級累加器結構,對于一般的使用場合,采用三級累加器已能夠滿足信號指標的要求。為了與微機接口的方使及頻率控制字的換算方便,

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