寬帶C類功率放大器(PA)在某些通信頻帶中是有用的。雖然現(xiàn)已被集成進Agilent-EEsof的先進設計系統(tǒng)(ADS)仿真軟件中，Touchstone曾一度是用于開發(fā)和優(yōu)化這種功率放大器阻抗匹配網(wǎng)絡的強有力工具。隨后的是一種展示如何為選定RF晶體管提取優(yōu)化輸入和輸出大信號阻抗、用單端口網(wǎng)絡建模其行為然后在整個要求頻帶內(nèi)開發(fā)工作于50歐姆系統(tǒng)阻抗網(wǎng)絡的設計方法。為確認該方法的有效性，設計了一個從225到 400 MHz間功率增益是10dB的10W功率放大器。

設計寬帶微波PA是一項充滿挑戰(zhàn)性工作。RF功率器件參數(shù)隨信號電平及頻率的改變而變化，這使得獲得優(yōu)化的阻抗匹配很困難。可使用多種技術以表征功率器件行為。表征得越完整完善，所用的模型通常就越復雜。

大信號充電控制晶體管模型和改進的Ebers-Moll模型是早期使用的為RF功率晶體管建模的模型。在一個近似的PA設計中，還應用了大信號S參數(shù)。但因測量這些大信號S參數(shù)很困難，該技術用處有限。采用數(shù)值分析的計算機模擬也被用于預測C類功率放大器的行為。雖然該方法能得出精確結果，但采用該方法設計C類功率放大器是個冗長而晦澀的過程。幸運地是，在1970年代中期發(fā)展起來的諧波均衡設計方法極大簡化了非線性電路和大信號功率放大器的設計。該技術的一個基本限制是其復雜性及解決電路問題所需的需用專業(yè)數(shù)學方法完成的大量數(shù)?運算。

源于RF功率晶體管的非線性特征，一個完整的雙端口器件模型并非設計輸入和輸出匹配網(wǎng)絡的上佳選擇。在本文中，采用的是單端口阻抗模型以表征優(yōu)化負載及該功率器件的源終止。在RF器件數(shù)據(jù)手冊中，一般在RF功率晶體管工作頻段內(nèi)的幾個頻點上給出優(yōu)化負載和大信號源阻抗8。RF器件的有效輸入和輸出阻抗可被表述為這些優(yōu)化終止的共軛變化。

可借助負載牽引(load-pull)調(diào)諧器通過測量該器件在整個相關頻帶內(nèi)的優(yōu)化負載和源阻抗對RF功率晶體管特性進行表征。如圖1所示，它要求一個單端口表述以預測這些阻抗從低頻帶端(F_L)到高頻帶端(f_H)間的復雜共軛變化。在此例中，Z_out = Z*_OL ，Z_in = Z*s；其中，Z_OL是優(yōu)化負載阻抗，Zs是源負載阻抗。圖2表示了該建模后的阻抗網(wǎng)絡的兩種可能拓撲結構。全部損耗集中于一個電阻，該電阻終止了一個電感-電容(LC)兩端口網(wǎng)絡。

可利用一個解析綜合程式來實現(xiàn)能與在高低頻兩端測試到的阻抗數(shù)據(jù)相匹適的單端口網(wǎng)絡。但可通過如下方法代替此冗乏枯澀的工作——可利用類似Touchstone(現(xiàn)ADS)等模擬軟件以優(yōu)化建模網(wǎng)絡的電路元素以預測相關全頻帶范圍內(nèi)的性能。

若晶體管在一個寬的頻率范圍內(nèi)以共軛方式匹配，則隨著頻率的增加，可獲得的最大增益將以6dB/倍頻的負斜率滾降。用于補償晶體管的功率增益隨頻率變異的技術之一是有選擇地反射功率增益相對較高的頻帶低端的一些功率。但該技術導致的受控失匹畢竟會削弱低頻帶輸入的電壓駐波比(VSWR)。RF晶體管的近似功率增益由下式給出：

其中：f_max=最大振蕩頻率；γ=一個與增益變化相關的常數(shù)，由下式表示：

其中：x =以dB/倍頻表示的斜率。由輸入反射引起的匹配網(wǎng)絡發(fā)射損耗由下式給出：

其中：Γ_in=輸入端的反射系數(shù)。