1. 引言

傳統(tǒng)的窄帶無線接收機，DVGA+抗混疊濾波器+ADC 鏈路的設(shè)計中，我們默認ADC 為高阻態(tài)，在仿真抗混疊濾波器的時候忽略ADC 內(nèi)阻帶來的影響。但隨著無線技術(shù)的日新月異，所需支持的信號帶寬越來越寬，相應(yīng)的信號頻率也越來越高，在這樣的情況下ADC 隨頻率變化的內(nèi)阻將無法被忽視。為了取得較好的信號帶內(nèi)平坦度，引入了ADC 前端匹配電路的設(shè)計，特別是對于non-input buffer的ADC在高負載抗混疊濾波器應(yīng)用場景下，前端匹配電路的設(shè)計在超寬帶的應(yīng)用中就更顯得尤為重要。本文將以ADS58H40為例介紹ADC前端匹配電路的設(shè)計。

2. Non-input buffer ADC 內(nèi)阻特性及其等效模型

理想ADC 的輸入內(nèi)阻應(yīng)該是高阻態(tài)，即在前端抗混疊濾波器的設(shè)計中無需考慮ADC 內(nèi)阻帶來的影響，但是實際ADC內(nèi)阻并非無窮大并且會隨著頻率而發(fā)生改變。從輸入內(nèi)阻的角度而言，ADC又可以被分為兩類，一個是有輸入buffer的ADC，輸入特性更趨向于理想ADC，內(nèi)阻往往比較大;另一類就是沒有輸入buffer的ADC，它們的內(nèi)阻在高頻不可忽略且隨頻率發(fā)生改變，但它們的功耗比前者要小。圖1為non-input buffer ADS58H40模擬輸入等效內(nèi)阻模型。ADC模擬輸入端采樣保持電路本身所等效的阻抗網(wǎng)絡(luò)隨頻率的改變而變化;再加上ADC 采樣噪聲的吸收電路(glitch absorbing circuit)RCR 電路，它的存在改善了ADC 的SNR 和SFDR，但也使得ADC的內(nèi)阻隨著頻率而越發(fā)變化。兩者效應(yīng)疊加使ADC 的等效負載整體呈現(xiàn)容性。

圖1 ADS58H40 模擬輸入等效內(nèi)阻模型

圖2以ADS58H40為例給出了內(nèi)阻隨頻率變化的曲線圖。A串聯(lián)模型，串聯(lián)模型中的串聯(lián)等效電阻值在Ohm量級。B并聯(lián)模型，并聯(lián)模型中的并聯(lián)等效電阻值在低頻( 100MHz)的時候kOhm量級，但隨著輸入頻率不斷升高(>200MHz)，并聯(lián)等效電阻值會急劇下降到百歐姆級，使其相對于抗混疊濾波器ADC端負載不可忽略。而且不管是并聯(lián)模型還是串聯(lián)模型中的等效電容，也使得抗混疊濾波器ADC端負載特性偏離理想的阻性特征需要補償。

圖2 ADS58H40 內(nèi)阻簡化模型：A 串聯(lián)模型，B 并聯(lián)模型;及其相關(guān)頻率變化曲

3. Non-input buffer ADC 前端匹配網(wǎng)絡(luò)拓撲架構(gòu)

由于ADC 的等效內(nèi)阻隨頻率變化而且在高頻時偏離理想高阻態(tài)，抗混疊濾波器ADC端負載阻抗的選擇就顯得尤為重要。理想ADC支持抗混疊濾波器的負載的任意選擇，完全沒有要求。但是內(nèi)阻的變化，使得現(xiàn)實中ADC希望前端的抗混疊濾波器的負載阻抗可以比較小，即傳統(tǒng)50Ohm 抗混疊濾波器的設(shè)計，ADC的kOhm級的內(nèi)阻相對于50Ohm而言可以忽略不計。但是現(xiàn)在越來越多的抗混疊濾波器需要100Ohm 的負載設(shè)計，以達到前端驅(qū)動級的最優(yōu)工作狀態(tài)。圖5 以現(xiàn)在無線基站設(shè)計中常用的DVGA LMH6521 為例，為了使整個接收鏈路達到最優(yōu)的線性性能，推薦使用100Ohm 的抗混疊濾波器。此時如果仍采用簡單的100Ohm 負載并聯(lián)在ADC 輸入端的做法，隨著輸入信號頻率的升高和輸入信號帶寬的增寬，ADC內(nèi)阻非理想特性將越來越明顯，它會直接拉低ADC 側(cè)的100Ohm 負載，惡化信號的帶內(nèi)平坦度。

圖3 DVGA 最優(yōu)工作狀態(tài)負載要求示意圖

為了統(tǒng)一抗混疊濾波器的設(shè)計以簡化其在不同平臺項目中的移植，希望ADC側(cè)(包括ADC 等效內(nèi)阻和前端匹配電路)在整個信號帶寬中都呈現(xiàn)一致的阻抗特性例如圖3 應(yīng)用中的100Ohm， 引入了ADC 前端匹配網(wǎng)絡(luò)如圖4 所示。

圖4 Non-input buffer ADC 前端匹配網(wǎng)絡(luò)拓撲架構(gòu)簡圖

其中，

1) R1和R2是ADC側(cè)阻抗的主要組成部分，在假設(shè)ADC理想高阻特性的情況下，它即代表了ADC側(cè)的負載。由于ADC有限內(nèi)阻和所需的匹配網(wǎng)絡(luò)，為了達到整體效果仍保持100Ohm負載狀態(tài)，R1和R2遠高于50Ohm的最優(yōu)取值。R1和R2不僅決定了ADC輸入pin腳的實際共模電壓(VCM-Analog input common mode current*R1, ADC的性能SNR 和SFDR會隨著VCM的變化而發(fā)生些許改變，請參見datasheet圖22);而且原本也是sampling glitch的低阻泄放路徑，所以不宜過大。R1和R2的取值原則為實現(xiàn)ADC端組合負載目標前提下的最小值，而且最大值不宜超過100Ohm。

2) R5和R6代表ADC輸入口串聯(lián)的5Ohm或者10Ohm的阻尼電阻，為的是衰減可能由bonding wire寄生電感引起的震蕩。

3) 由R3-L1-L2-R4組成的網(wǎng)絡(luò)主要是負責(zé)超寬帶應(yīng)用中的帶內(nèi)平坦度調(diào)整，它存在的意義在于此網(wǎng)絡(luò)呈感性，阻抗隨頻率遞增;它和隨頻率遞減的ADC 等效內(nèi)阻呈反方向變化，兩項并聯(lián)使整體阻抗在所需頻率范圍內(nèi)盡量保持不變。如果覺得網(wǎng)絡(luò)過于復(fù)雜，也可以考慮將L1 和L2 合并為一個電感斷開VCM 連接;考慮分隔為兩個電感僅是為VCM電流提供和R1+R2 并行的通路以減小VCM距理想值的偏移。

4) R7-L3//C1-R8組成的網(wǎng)絡(luò)則主要擔負吸收sampling glitch的責(zé)任。在50Ohm負載抗混疊濾波器的應(yīng)用中，50Ohm負載路徑即相當于采樣噪聲的低阻泄放路徑，所以R-L//C-R電路選配一般可以不加，但是當抗混疊濾波器的負載阻抗增加，例如上文中所提到的100Ohm抗混疊濾波器的應(yīng)用，R-L//C-R的網(wǎng)絡(luò)在性能要求較高的應(yīng)用中建議采用。采樣噪聲是由采樣開關(guān)的開關(guān)切換引起的。只有在ADC輸入pin腳處直接引入低阻通路才可以有效的將其吸收，這就是為何RLCR 網(wǎng)絡(luò)需要盡可能的接近ADC輸入管腳布局。否則，采樣噪聲會在dither的作用下轉(zhuǎn)化為影響ADC性能的噪聲從而惡化SNR和SFDR。此吸收采樣噪聲電路的最主要的組成部分為電容，采樣噪聲多為高頻分量組成，對其形成低阻通路即低通電路或帶通電路(對有用信號為高阻，對高頻噪聲為低阻)。C的取值不易過小，過小影響吸收效果，同樣也不易過大，過大會嚴重影響輸入帶寬。兩端串聯(lián)的R不易過大25Ohm為宜，并聯(lián)的電感主要是降低Q值，有助于平坦帶內(nèi)波動。當R3-L1-L2-R4 和R7-L3//C1-R8網(wǎng)絡(luò)共存的時候，出于帶內(nèi)平坦度的考量，需要移去L3形成R-CR網(wǎng)絡(luò)。