1、引言
傳統(tǒng)的PWM DC/DC 移相全橋零電壓軟開關(guān)（ZVS）變換器利用變壓器的漏感或/和原邊串聯(lián)電感和開關(guān)管的外接或/和寄生電容之間的諧振來實(shí)現(xiàn)零電壓軟開關(guān)，由于超前橋臂和滯后橋臂實(shí)現(xiàn)零電壓軟開關(guān)ZVS的條件不盡相同，導(dǎo)致了滯后橋臂實(shí)現(xiàn)零電壓軟開關(guān)ZVS的難度比超前橋臂要大得多；輸出整流二極管換流時(shí)關(guān)斷的二極管反向恢復(fù)會(huì)引起次級(jí)較大的電壓尖峰；并且還存在較為嚴(yán)重的副邊占空比丟失的情況。為了解決這些問題，以下提出了一種改進(jìn)型的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。

2、改進(jìn)型移相全橋ZVS DC-DC變換器主電路
改進(jìn)型移相全橋ZVS DC-DC變換器主電路結(jié)構(gòu)和各點(diǎn)波形對(duì)照如下圖2-1(a)和(b)所示：

容易看出改進(jìn)型的電路拓?fù)渑c基本型電路的主要差別在于副邊整流電路，該整流電路被稱為倍流整流器（Current-Doubler Rectifier，CDR），是目前應(yīng)用的熱點(diǎn)之一。下面首先介紹一下該整流電路。與全波整流相比，倍流整流器的高頻變壓器副邊繞組僅需一個(gè)單一繞組，不用中心抽頭。與橋式整流相比，倍流整流器使用的二極管數(shù)量少一半。所以說，倍流整流器是結(jié)合全波整流和橋式整流兩者優(yōu)點(diǎn)的新型整流器。當(dāng)然，倍流整流器要多使用一個(gè)輸出小濾波電感。但此電感的工作頻率及輸送電流均比全波整流器的要小一半，因此可做得較小，另外雙電感也更適合于分布式功率耗散的要求。

以下我們來研究一下改變整流電路后變換器主電路的工作狀況有什么不同。

由于電路工作狀態(tài)在一個(gè)周期內(nèi)可以分為兩個(gè)完全一樣的過程，所以以下僅僅分析半個(gè)周期的情況，而這半個(gè)周期又可分為以下三種開關(guān)模態(tài)（對(duì)照上圖2-1所示）。

(1). 開關(guān)模態(tài) 1： t₀ t t₁ 其中t1=DT_s/2

此時(shí)Q₁和Q₄同時(shí)導(dǎo)通，變壓器副邊電感L₁和整流管D_S2 導(dǎo)通, 原邊能量向負(fù)載端傳遞。此模態(tài)的等效電路如下圖2-2：

其中，a為變壓器變比，Vin是直流母線電壓，I₁和I₂分別是電感L₁和 L₂電流（L₁=L₂=L_s），此時(shí)有如下等式成立：

當(dāng)Q₄關(guān)斷時(shí)該模態(tài)過程結(jié)束。

(2).開關(guān)模態(tài) 2 ： t₁ t t₂ 其中t₂≤T_s/2

在t₁時(shí)刻關(guān)斷Q₄ ,此時(shí)副邊電感L₁中儲(chǔ)存的能量給Q₄電容（或并聯(lián)電容）充電同時(shí)將Q₃兩端電容電荷放掉。為了實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，Q₄關(guān)斷和Q₃開通之間至少要存在一死區(qū)時(shí)間Δt₁, 使得在Q₃開通前D₃首先導(dǎo)通，且有等式：

成立。其中C_eff 是開關(guān)管漏源兩端等效電容，I_p1為 t₁時(shí)刻變壓器原邊流過電流。當(dāng)D₃導(dǎo)通后，變壓器副邊兩個(gè)二極管D_S1 和D_S2同時(shí)導(dǎo)通，電路工作在續(xù)流狀態(tài)。此時(shí)等效電路如下圖2-3所示：

此時(shí)有如下電路方程成立：

其中D為脈沖占空比，f_S為電路工作頻率，L'_ik為主邊變壓器漏感（或與外接電感的串聯(lián)值），r_t是變壓器原邊等效電阻，τ是原邊等效電流衰減時(shí)間常數(shù)，V_fp是反并聯(lián)二極管導(dǎo)通壓降。

(3). 開關(guān)模態(tài)3： t₂ t t₃ 其中t₃=T_s/2

處于該模態(tài)時(shí)，電路原邊導(dǎo)通情況與以上的模態(tài)2一致。此時(shí)由于換流過程結(jié)束，D_S2關(guān)斷。所以等效電路如下圖2-4所示：

此時(shí)有電路方程如下：