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          基于DSP控制的PFC變換器的新穎采樣算法

          作者: 時(shí)間:2005-03-03 來源:網(wǎng)絡(luò) 收藏
          摘要:的功率因數(shù)校正(提出了一種,它能夠很好地消除電路中高頻開關(guān)動(dòng)作產(chǎn)生的振蕩對(duì)數(shù)字的影響。尤其是當(dāng)開關(guān)頻率高于30kHz時(shí),所提出的能夠更好地提高開關(guān)抗噪聲性能。最后將此運(yùn)用到一臺(tái)2kW的中,實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了該算法對(duì)于分析、設(shè)計(jì)和調(diào)試所有含開關(guān)的數(shù)字采樣電路均有實(shí)用參考價(jià)值。

          關(guān)鍵詞:數(shù)字信號(hào)處理;功率因數(shù)校正;采樣算法

          引言

          數(shù)字信號(hào)處理器()已經(jīng)被廣泛應(yīng)用于通信,智能,運(yùn)動(dòng)等許多領(lǐng)域中。由于具有處理速度快、靈活、精確、可靠等特點(diǎn),已逐漸取代了傳統(tǒng)的模擬控制,例如開關(guān)電源中的DC/DC,PFC變換器,以及高頻脈寬調(diào)制(PWM)逆變器等[1][2]。而在這些應(yīng)用中,為了消除高頻噪聲的影響,也同時(shí)為了增加功率密度,通常要求開關(guān)頻率保持在20kHz以上。如不考慮采樣保持時(shí)間和模/數(shù)轉(zhuǎn)換,一般的DSP芯片都能夠在此頻率以上工作。但這些應(yīng)用場(chǎng)合又必須對(duì)模擬電壓和電流進(jìn)行采樣,才能保證反饋控制的有效性。本文在傳統(tǒng)PFC變換器控制電路的基礎(chǔ)上,提出了一種采用DSP作為PFC的控制電路的方法,并詳細(xì)分析了在平均電流模式控制下傳統(tǒng)的單周期單采樣(SSOP)的方法,最后提出了能夠大大改善開關(guān)抗噪聲性能的采樣算法。

          圖1

          1 DSP的PFC控制策略原理

          圖1所示為PFC變換器的系統(tǒng)框圖和DSP控制。為了獲得高功率因數(shù),采用了升壓拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。乘法器是圖中的關(guān)鍵部件,其輸入信號(hào)為電壓環(huán)路中電壓補(bǔ)償器EA1的輸出電壓信號(hào)和整流電壓>|Vin|信號(hào),其輸出作為控制開關(guān)管的基準(zhǔn),與反映電感電流IL的信號(hào)進(jìn)行比較,從而控制開關(guān)管的通斷時(shí)間。因此,變換器必須同時(shí)對(duì)輸入電流Iin,輸入電壓Vin和輸出電壓Vout采樣。

          為了實(shí)現(xiàn)PFC變換器的數(shù)字控制,要求轉(zhuǎn)移函數(shù)為離散表達(dá)式。為方便起見,這里首先采用拉普拉斯變換。根據(jù)圖1(a),電壓補(bǔ)償器EA1的連續(xù)轉(zhuǎn)移函數(shù)可表示為

          G1(s)=(Vref-Vp)/(Vv-sam-Vref)=K1+K2/s (1)

          式中:K1=Rvf/Rvi;K2=1/RviCvf。

          考慮到第一級(jí)采樣和保持效果,將式(1)變成式(2),即

          G1′(s)=[(1-e -TS)/s(Gs(s))]=[(1-e -TS)/s][K1+(K2/s)] (2)

          式中:T為開關(guān)周期。

          從而得到轉(zhuǎn)移函數(shù)的離散表達(dá)式如式(3)所示。

          ΔVo(k)=ΔVo(k-1)+K1ΔVI(k)+

          (TK2-K1)ΔVI(k-1) (3)

          式中:ΔVo(k)=Vref-Vp(k);

          ΔVI(k)=Vv-sam(k)-Vref;

          k為采樣序列數(shù)。

          從式(3)中可以清楚地看出,電壓環(huán)路中電壓補(bǔ)償器EA1的輸出電壓在當(dāng)前的采樣周期是由它前一時(shí)刻的值和Vv-sam共同決定的,其關(guān)系式如式(4)所示。

          Vp(k)=Vp(k-1)-K1Vv-sam(k)-

          (TK2-K1)Vv-sam(k-1)+TK2Vref (4)

          同樣,電流環(huán)中的補(bǔ)償器EA2的轉(zhuǎn)移函數(shù)也可由圖1(a)得到

          式中:K3=RczCcz;

          K4=RciCcz。

          因此,轉(zhuǎn)移函數(shù)的離散表達(dá)式為

          圖1(b)是PFC變換器的DSP控制階段。該階段對(duì)3個(gè)主要電量:感應(yīng)電流IL,整流輸入電壓|Vin|和輸出電壓Vout進(jìn)行采樣。這些值經(jīng)過采樣后再被轉(zhuǎn)換成數(shù)字量,參與DSP隨后的計(jì)算過程。與開關(guān)頻率比較而言,這3個(gè)信號(hào)中的兩個(gè)電壓信號(hào)就成了主要的低頻信號(hào)了。這里要求感應(yīng)電流最好能被瞬時(shí)地反饋,這一點(diǎn)在模擬控制器中是很容易實(shí)現(xiàn)的,而在數(shù)字信號(hào)處理中由于采樣速率的限制和A/D轉(zhuǎn)換使得很難滿足這一要求。在實(shí)際的采樣算法中,采樣信號(hào)用來計(jì)算以后周期的脈沖寬度。

          2 單周期單采樣方法的缺陷

          對(duì)于一個(gè)數(shù)控的PFC來說,單周期單采樣(SSOP)使控制器相對(duì)模擬PFC而言對(duì)噪聲更加敏感。由于開關(guān)噪聲與電流傳感器有關(guān)并受其影響,在開關(guān)點(diǎn)上經(jīng)常會(huì)出現(xiàn)高頻振蕩,而且振蕩將持續(xù)在一個(gè)相當(dāng)長(zhǎng)的周期內(nèi)(如圖2所示),這些噪聲將影響系統(tǒng)的正常工作。最好的解決方法就是通過調(diào)整采樣點(diǎn)避開此采樣區(qū)間,即不固定點(diǎn)采樣算法。另一方面,可采用DSP芯片來限制采樣速率和A/D轉(zhuǎn)換。

          上述分析,SSOP采樣方法看似完美,但采用這種采樣算法后又會(huì)帶來新的問題,即如何在每一次開關(guān)循環(huán)中都確定一個(gè)固定的采樣點(diǎn),上面所提到的條件又如何在任何時(shí)間都能得到滿足。在采用了SSOP方法的PFC應(yīng)用中,輸入電流必須跟隨正弦輸入電壓,且輸出電壓必須始終為常數(shù)。占空比D從接近于1減小到最小值Dmin,而正弦交流電壓相應(yīng)地從零變化到峰值。如果Dmin太小的話,就不能滿足SSOP算法的要求。最小占空比由式(7)給出。

          通常,對(duì)于一個(gè)通用輸入電壓的PFC變換器來說,一般將其輸出電壓設(shè)計(jì)在385V左右。輸入電壓若為110V,Dmin可以滿足要求,但若為220V,Dmin就只能達(dá)到0.12~0.22,假定主電壓的變化范圍為10%,則Dmin將變得更低。由于D在每一個(gè)周期內(nèi)從Dmin變化到1,因此,如果采樣過程能夠在開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間內(nèi)結(jié)束的話,就可能避開開關(guān)噪聲的干擾。所以,功率轉(zhuǎn)換開關(guān)S的導(dǎo)通時(shí)間便成了提高DSP控制PFC變換器開關(guān)頻率的主要限制因素。

          3 采樣算法原理

          由于DSP本身具有很強(qiáng)的運(yùn)算能力,所以,它能夠通過一種新穎的采樣算法來消除SSOP算法的缺陷。假定電路工作在固定頻率fs(=1/T)下,開關(guān)噪聲振蕩保持周期為τosc,采樣周期為τsam。為保證開關(guān)的抗噪聲性能,必須滿足以下要求:

          1)在開關(guān)轉(zhuǎn)換后的τosc間隔時(shí)間內(nèi)不能進(jìn)行采樣;

          2)在采樣的τsam間隔時(shí)間內(nèi)不能進(jìn)行開關(guān)轉(zhuǎn)換,因?yàn)槿魏螖_動(dòng)都有可能引起采樣結(jié)果發(fā)生錯(cuò)誤。

          針對(duì)以上兩個(gè)條件,對(duì)采樣時(shí)刻D1T和D2T定義如下:

          D1T=τosc (8)

          D2T=2τosc+τsam (9)

          由式(8)及式(9)可知,一旦確定τosc和τsam后,D1T和D2T的值也就確定了。此時(shí),就可以在控制器中應(yīng)用Z域的穩(wěn)定性分析。

          經(jīng)計(jì)算可得最大開關(guān)頻率為

          fs=1/(D2T+τsam) (10)

          本周期時(shí)間脈沖寬度DT是利用上一周期所獲得采樣值經(jīng)計(jì)算得到的,再根據(jù)DT是否大于τosc+τsam來確定采樣時(shí)間是否合適。如果DT>τosc+τsam,如圖3(a)所示,D1T便是合適的采樣點(diǎn);如果DTτosc+τsam,則iL(D2T)被采樣,但不能直接用iL(D2T)來計(jì)算脈寬,因?yàn)?,在iL(D1T)和iL(D2T)之間存在著一定的誤差(此誤差可通過電流補(bǔ)償環(huán)路中的積分算法來消除)。因此,必須先從iL(D2T)中求出iL(D1T)的值。這又需要考慮兩種情況,分別如圖3(b)和(c)所示。

          1)DTD1T=τosc

          在此條件下,兩個(gè)采樣點(diǎn)D1T和D2T都位于開關(guān)周期的截止時(shí)間段,如圖3(b)所示。這兩個(gè)點(diǎn)的采樣誤差為

          ΔiL1=iL(D1T)-iL(D2T)

          =[(Vout-|Vin|]/L(D2-D1)T (11)

          2)D1TDT?D1T+τsam

          在此條件下,采樣點(diǎn)D1T和D2T分別位于開關(guān)S的導(dǎo)通時(shí)間和截止時(shí)間,如圖3(c)所示,此時(shí)可得到式(12)及式(13)。

          iL(DT)-iL(D1T)=|Vin|/L(D-D1)T (12)

          iL(DT)-iL(D2T)=[Vin]/L(D2-D)T (13)

          由式(12)及式(13)又可以得到

          ΔiL2=iL(D1T)-iL(D2T)

          =Vout/L(D2-D)T-|Vin|/L(D2-D1)T (14)

          圖4給出了上述轉(zhuǎn)換過程的流程。通過該流程得到的值與通過SSOP方法所得到的值相等,并且它的采樣數(shù)據(jù)不再受開關(guān)噪聲的影響。

          4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

          將此算法運(yùn)用到一臺(tái)2kW的PFC變換器中,為了提高效率并減少噪聲,選擇開關(guān)頻率為33kHz,采用DSPTMS320F240作為控制芯片,其最大采樣保持時(shí)間τsam約為1μs。開關(guān)轉(zhuǎn)換后的每一個(gè)振蕩周期τosc約為6μs。再根據(jù)式(8)及式(9),采樣點(diǎn)D1T和D2T分別選在6μs和13μs處,輸入和輸出電壓分別為交流220~240V和直流400V。

          圖5所示為在3種不同采樣模式下的感應(yīng)電流波形。圖6為輸入電壓和輸入電流波形圖。經(jīng)測(cè)量,輸入電流的總諧波失真為6.4%,功率因數(shù)為0.98。

          5 結(jié)語(yǔ)

          本文提出了一種DSP控制的PFC的新穎的采樣算法,它節(jié)省了大量的系統(tǒng)資源,這些節(jié)省的系統(tǒng)資源又可以用來控制DC/DC或DC/AC變換器。該方案使整個(gè)系統(tǒng)僅用一片DSP芯片來控制,從而大大降低了硬件的成本。本文的方法和結(jié)論對(duì)于分析、設(shè)計(jì)和調(diào)試所有含開關(guān)的數(shù)字采樣電路均有實(shí)用參考價(jià)值。



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