一種結(jié)構(gòu)簡單的低功耗振蕩器電路設(shè)計(jì)
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電流鏡及電壓偏置電路部分如圖2中的虛框所示，其作用是為RC充放電支路提供偏置以及控制支路電容充電電流的大小。電流鏡產(chǎn)生的基準(zhǔn)電流(即流經(jīng)電阻R的電流)的計(jì)算公式如下：
式中，Vb為T3、T7和T11三個(gè)NMOS管提供的柵極偏置電壓。它通過電流鏡結(jié)構(gòu)來鏡像R支路的電流。這樣，就可以計(jì)算流過T3管的電流I1為：
式中，Si表示Ti管子的寬長比(以下公式皆如此表示)。
圖2中，Va為T4和T8兩個(gè)PMOS管提供的柵極電壓偏置，電壓為：
Va=Vdc-|Vtp|
振蕩器的輸出頻率主要由環(huán)路延遲時(shí)間來決定，而電路中反相器和RS觸發(fā)器等的延遲時(shí)間比較小，因此，延遲時(shí)間主要由電容C1、C2和給電容充電的電流、MOS管T5的開啟電壓決定。
下面主要分析電容C1充電而電容C2放電(即Nout處于低電平，out處于高電平)時(shí)的過程。如圖2所示，電容C1充電電流的大小由I0決定，電容C2放電電流則由T10管柵極電勢out及T5管柵極電勢決定。當(dāng)Nout為低電平時(shí)，T6管關(guān)斷；同時(shí)out為高電平，T10管開啟；Vdc通過PMOS管T4給C1充電，其充電電流為：
由圖2所示的電路結(jié)構(gòu)可知：當(dāng)Nout為高電平時(shí)，T6管強(qiáng)反型導(dǎo)通，電容C1放電，最終使電容C1兩端的電壓差為0。此時(shí)，電容正端電壓VC為最低，式(5)中的VC(t)=0。由此可以得知，電容C1的充電時(shí)間為：
另外，由圖2電路可知，C1被充電直到T5管關(guān)斷為止，此時(shí)T5管漏極輸出為低電平，并通過環(huán)路將Nout置為高電平，T6管開啟，C1充電結(jié)束，開始放電。因此，VC的最高電壓為使T5管關(guān)斷時(shí)的柵極電壓。當(dāng)T5管的|Vgs|小于其閾值電壓|Vtp|時(shí)，T5管關(guān)斷。假設(shè)|Vgs|=|Vtp|時(shí)的T5柵極電壓為VC的最大電壓，即：
C2通過T10放電將拉低C2正端電位。由于out為反相器輸出，所以out的高電平約為Vdc；而C2正端電位最高也比Vdc低一個(gè)|Vgs9|，所以，NMOS管T10在導(dǎo)通的過程中有VC2≤Vgs10-VTN，器件工作在線性區(qū)。這樣，T10的導(dǎo)通時(shí)電流為：
式中，Vgs10=Vdc；VC2為電容C2的正端電壓。這樣，根據(jù)式(10)就可以計(jì)算出T10管在線性區(qū)導(dǎo)通電阻的平均值RON。電容C2通過T10管放電至0處，其放電時(shí)間常數(shù)為：
τC2=RONC2 (11)
由于圖2中的兩個(gè)充放電支路是對稱的且對應(yīng)器件的參數(shù)一致，電容C1、C2的充電與放電時(shí)間僅由其電容值決定。當(dāng)C1、C2在同一個(gè)數(shù)量級時(shí)，我們可以得到兩個(gè)電容的充電時(shí)間遠(yuǎn)大于其放電時(shí)間，振蕩器的周期由兩個(gè)電容的充電時(shí)間共同決定?！鱰≥T是圖2所示振蕩器起振的充分條件，當(dāng)△tT時(shí)，振蕩器不能正常工作。
當(dāng)C1上極板的電壓上升到最大值Vdc-|Vtp|時(shí)，T5管瞬時(shí)關(guān)斷，維持短暫的環(huán)路延時(shí)時(shí)間后，Nout變?yōu)楦唠娖?，C1開始放電，同時(shí)out變?yōu)榈碗娖?，C2開始充電。在T5管關(guān)斷期間，其漏極變?yōu)榈碗娖?，通過兩個(gè)反向器反相后，與非門NAND1與N2相連的輸入端為低電平，NAND1輸出為高電平。圖2中的兩個(gè)電容充電支路參數(shù)完全相同，且Nout和out信號(hào)互補(bǔ)，即當(dāng)Nout為高電平時(shí)，out為低電平，反之亦然，可得當(dāng)N2輸出為低電平時(shí)，N4輸出為高電平。NAND2輸出被鎖定在低電平，直到電容C2的上極板被充電到最大電壓值Vdc-|Vtp|，NAND2翻轉(zhuǎn)為高電平。即：當(dāng)電容C1電壓從0充電到Vdc-|Vtp|這段時(shí)間里，振蕩器輸出為低電平，而當(dāng)電容C2電壓從0充電到Vdc-|Vtp|這段時(shí)間里，振蕩器輸出為高電平。
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