忽略電池充電功率和系統(tǒng)中電感、電容、開(kāi)關(guān)器件的功率損耗，由系統(tǒng)功率平衡可知：

Psdc=Vs1I* s1=PLdc=VldILd+VLqILq

則有:

I* s1 = PLdc/ Vs1　　　　　 (3)

式中：Psdc為交流電源輸入功率;PLdc為負(fù)載有功功率;V s1為輸入電源電壓的基波幅值，

V s1=(V2sd + V2sq )½ 。

若考慮系統(tǒng)中的功率損耗，則需在I* s1中附加一增量ΔIs，其由直流母線電壓調(diào)節(jié)器Gd(s)產(chǎn)生。指令電流I* s1反映了負(fù)載所需有功功率的大小，此值除以串聯(lián)變壓器變比Ns后作為串聯(lián)變流器VSC的d軸電流控制指令。由于不希望電網(wǎng)電流中包含無(wú)功分量，因此q軸電流控制指令I(lǐng)* 1q=0。電流調(diào)節(jié)器Gc(s)的輸出結(jié)合解耦電壓反饋和電網(wǎng)電壓前饋合成控制量V1d,V1q經(jīng)兩相同步旋轉(zhuǎn)到三相靜止坐標(biāo)變換(dq/ABC)后生成三相調(diào)制電壓V1a,V1b,V1c。分別與三角載波Vtr進(jìn)行比較，以獲得串聯(lián)變流器的PWM開(kāi)關(guān)控制信號(hào)，使電源電流is跟蹤i*s，則可實(shí)現(xiàn)作為正弦電流源的串聯(lián)變流器對(duì)電源電流的控制功能。

區(qū)別于高頻PWM整流器，由于串聯(lián)變流器的輸入電網(wǎng)電壓考慮了較大的諧波成分，因此框圖中的電流調(diào)節(jié)器Gc(s)采用PID控制器。加入微分作用從而允許系統(tǒng)具有較高的開(kāi)環(huán)增益，以提高系統(tǒng)的相應(yīng)帶寬和相角裕度，從而增進(jìn)系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)精度和動(dòng)態(tài)響應(yīng)。

3.2、輸出電壓的控制

控制并聯(lián)變流器VSI作為基波正弦電壓源運(yùn)行，輸出與Vs1同相的額定值正弦波電壓VR，則可以實(shí)現(xiàn)負(fù)載電壓的要求。其控制框圖如圖2所示，采用基于同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的電壓電流雙環(huán)控制方案。令并聯(lián)變流器VSI經(jīng)并聯(lián)變壓器TP后的輸出電壓、輸出電流為V2(a，b，c)，i：。。，i2(a，b，c)，負(fù)載電壓為VL(a，b，c)，輸出補(bǔ)償電流為i3(a，b，c)，則由圖3可得到三相靜止ABC系統(tǒng)電壓、電流平衡方程式為:

L2(di2/dt)=V2-VL　　　　　　　(4)

C2(dVL/dt)=ic=i2-i3　　　　　 (5)

利用三相靜止到兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換關(guān)系，可得到兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系電壓、電流方程式:

V2d=VLd-ωL2i2q+L2(di2d/dt)　　　　　 (6)

V2q=VLq+ωL2i2d+L2(di2q/dt)　　　　　 (7)

i2d=i3d-ωC2VLq+C2(dVLd/dt)　　　　　 (8)

i2q=i3q+ωC2VLd+C2(dVLq/dt)　　　　　 (9)

由式(6)、式(7)、式(8)、式(9)可以構(gòu)成如圖2所示的并聯(lián)變流器電壓電流雙環(huán)控制系統(tǒng)。其中電壓外環(huán)指令V* Ld=VR,V* Lq=0，而內(nèi)環(huán)電流指令i* 2d，i* 2q取自電壓調(diào)節(jié)器Gv(s)輸出、補(bǔ)償電流前饋及電容電流交叉解耦電流之和，經(jīng)電流調(diào)節(jié)Gi(s)作用后，結(jié)合負(fù)載電壓前饋及電感電壓交叉解耦電壓輸出并聯(lián)變流器控制量V2d和V2q?？刂屏縑2d、V2q經(jīng)(dq/ABC)變換后生成三相調(diào)制電壓V2a,V2b,V2c，分別與三角載波Vtr進(jìn)行比較，以獲得并聯(lián)變流器的PWM開(kāi)關(guān)控制信號(hào)，使負(fù)載電壓VL跟蹤V* Ld，則可實(shí)現(xiàn)作為正弦電壓源的并聯(lián)變流器對(duì)輸出電壓的控制功能。

根據(jù)以上控制策略，由于串聯(lián)變流器受控為基波正弦電流源，電源電流is為與電源基波電壓同相的正弦有功電流，從而使得非線性負(fù)載中的無(wú)功和諧波電流經(jīng)并聯(lián)變流器得到補(bǔ)償。同時(shí),并聯(lián)變流器受控為基波正弦電壓源，使負(fù)載輸入電壓VL為與電源基波電壓Vs1，同相的正弦波額定電壓VR，從而使得電源電壓中的諧波與基波偏差經(jīng)串聯(lián)變流器得到補(bǔ)償(或隔離)。

3.3、重復(fù)控制的加入

眾所周知，重復(fù)控制理論是根據(jù)生產(chǎn)過(guò)程控制的實(shí)際需要而提出來(lái)的控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)理論。由于重復(fù)控制將上一個(gè)基波周期前的誤差用于當(dāng)前控制量的合成，對(duì)周期性擾動(dòng)具有良好的抑制能力，逐周期減小了誤差，使得逆變器的輸出電壓逐周期地得到修正，穩(wěn)態(tài)時(shí)具有很好的波形質(zhì)量。所以我們?cè)诓⒙?lián)變流器的控制中采用了電壓電流PI雙環(huán)加上重復(fù)控制來(lái)控制并聯(lián)變流器輸出電壓的波形質(zhì)量?？刂撇呗钥驁D如圖4示。

圖4　　嵌入式重復(fù)控制系統(tǒng)框圖

這樣，系統(tǒng)在加入重復(fù)控制器下動(dòng)態(tài)響應(yīng)會(huì)比原來(lái)直接用雙環(huán)PI控制慢一點(diǎn)，但是對(duì)整個(gè)UPS輸出電壓的波形質(zhì)量有了大大的改善。因此我們?cè)诓扇〖尤胫貜?fù)控制后，對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行仿真。結(jié)果證明重復(fù)控制對(duì)UPS輸出電壓波形確實(shí)有大大的改善，特別是對(duì)非線性負(fù)載，效果更明顯。

4 系統(tǒng)特性仿真結(jié)果

基于上述控制方案，在MATLAB　SIMULINK環(huán)境下建立了系統(tǒng)的數(shù)字化仿真模型，并對(duì)其工作特性進(jìn)行了仿真。圖1中交流電源電壓Vs的基波Vs1在其額定值VR(線電壓380 V/相電壓220 V)的±15%范圍變化。Vs中的5次諧波電壓V5，7次諧波電壓V7各為基波電壓值的5%。負(fù)載為三相相控橋整流裝置，R=9.86Ω，L=50mH，相控角α=30º，直流負(fù)載功率20kW。直流端蓄電池Eb=440V，直流電容C=3300μF。串聯(lián)變壓器變比Ns=2，并聯(lián)變壓器變比Np=3½。濾波電感L1=7mH，L2=0.3mH，濾波電容C2=70μF。系統(tǒng)采樣頻率為10 kHz，三角載波頻率(開(kāi)關(guān)頻率)為10 kHz。

仿真結(jié)果證實(shí)：所提出的控制方案可以較好地實(shí)現(xiàn)雙變流器串并聯(lián)補(bǔ)償式UPS的功能。非線性負(fù)載對(duì)負(fù)載電流iL的波形畸變及輸出電壓波形畸變的影響是明顯的。非線性負(fù)載越重，則影響也越突出，帶濾波電容的不控整流負(fù)載情況最為嚴(yán)重。

5 結(jié)束語(yǔ)

通過(guò)比較并聯(lián)變流器在不同控制策略下輸出電壓的控制效果，顯然非線性負(fù)載下，單電壓環(huán)控制對(duì)于輸出電壓波形的控制能力是有限的;若電壓環(huán)結(jié)合重復(fù)控制，利用重復(fù)控制對(duì)周期性干擾的周期性調(diào)節(jié)能力，可以有效的改善輸出電壓波形，其控制效果基本上和電壓電流雙環(huán)控制相當(dāng);而當(dāng)系統(tǒng)采用電壓電流雙環(huán)再加上重復(fù)控制時(shí)，則輸出電壓的控制效果最好。

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