由以上公式推理可得iLa和iLb的波形如圖5所示。由于電流的連續(xù)模式，a相電感放電階段不會回零，且變化斜率由相電壓幅值決定，如式(1)、式(3)所示。由于單相電路等效為Boost電路，當電路運行在CCM模式，占空比計算如式(5)所示：

式中：Uo1是上半橋的輸出電壓。
第2階段[π／3～2π／3]，正相電流只有a相，所以開關(guān)的通斷只會引起iLa的變化。
第3階段[2π／3～5π／6]，a相和b相電壓為正，開關(guān)的通斷會引起iLa，iLb的變化。電路分析過程均和第一階段類似。通過上面的分析可知。在[π／6～5π／6]控制a相的電流跟隨其最大相電壓，既可以使a相的電流得到最大的補償，又可以使相鄰相的電流得到一定補償。這種控制方法簡單，可行性高，但由于電路處于部分解耦狀態(tài)，在第l(或3)階段無法對c(或b)相進行獨立控制，補償效果并不理想，如何優(yōu)化控制以減小c(或b)電流諧波仍有待解決。

2 CCM模式下的控制和仿真
2．1 控制分析
按電感電流是否連續(xù)，APFC電路的工作模式可以分為連續(xù)導(dǎo)電模式(CCM)、斷續(xù)導(dǎo)電模式(DCM)和介于兩者之間的臨界斷續(xù)導(dǎo)電模式(DCM boundary)。該電路可以工作在DCM和CCM模式下。工作在DCM模式下，THD仍然較大。本文使用平均電流控制技術(shù)，由于平均電流控制電路具有體積小，重量輕，系統(tǒng)噪聲小，穩(wěn)定性高等優(yōu)點，因而得到了廣泛的應(yīng)用?？偪刂瓶驁D如圖6所示。