1 基本原理
1.1 DC／DC變換器的電路原理
圖1所示的是DC／DC功率變換器的電路原理圖，功率開關(guān)管S1~S4及內(nèi)部集成的二極管組成全橋開關(guān)變換器，S1及S3組成超前橋臂，S2及S4組成滯后橋臂，S1~S4在寄生電容、外接電容C1~C4和變壓器漏感的作用F諧振，實現(xiàn)零電壓開關(guān)。其中C7為隔直電容，可有效地防止高頻變壓器的直流偏磁。低壓直流側(cè)濾波電容為C5、C6、L1為共模電感。
實時檢測的輸入側(cè)電流值同指令電流值比較，得到的誤差信號經(jīng)過PI環(huán)節(jié)輸出，由改進型移相控制器UC3879組成的控制系統(tǒng)實時生成變換器的觸發(fā)脈沖；系統(tǒng)實行恒流控制，便于在不同負載情況下考核被測試的直流電源組，同時，也利于根據(jù)試驗考核系統(tǒng)的功率等級，實現(xiàn)多個相同電子模擬負載模塊的并聯(lián)。

經(jīng)過實驗測試，DC／DC功率變換器工作在軟開關(guān)狀態(tài)下，輸出高壓直流為560V時，高頻變壓器副邊電壓的峰值高達1000V?？紤]在工程應用中，系統(tǒng)應該有足夠的儲備裕量，以利于長時間可靠、安全的運行，整流部分由兩個完全相同的整流橋串聯(lián)構(gòu)成。
1.2 控制策略
對于全橋變換器的控制通常有雙極性控制方式、有限雙極性控制方式和移相控制方式。雙極性控制方式下的功率開關(guān)管工作在硬開關(guān)狀態(tài)，開關(guān)管的開關(guān)損耗很大，限制了開關(guān)頻率的提高。有限雙極性控制方式可使一對開關(guān)管是零電壓開關(guān)，另一對開關(guān)管是零電流開關(guān)，適合選用IGBT作為開關(guān)管，能避免IGBT的電流拖尾。對于功率MOSFET，移相控制方式的拓撲結(jié)構(gòu)簡潔，控制方式簡單，也有很多優(yōu)點：
1)開關(guān)頻率恒定，利于濾波器的優(yōu)化設(shè)計；
2)實現(xiàn)了開關(guān)管的零電壓開關(guān)，減小了開關(guān)損耗，可提高開關(guān)頻率；
3)功率器件的電壓和電流應力小。
因此，該DC／DC功率變換器的控制采用移相控制方式實現(xiàn)零電壓開關(guān)。每個橋臂的兩個開關(guān)管成180互補導通(同一橋臂兩開關(guān)管有一死區(qū)時間)，兩個橋臂的觸發(fā)角相差一個相位，即移相角，通過調(diào)節(jié)移相角可以調(diào)節(jié)輸出電壓。開關(guān)管關(guān)斷時變壓器的原邊電流給關(guān)斷開關(guān)管的并聯(lián)電容充電，同時，同一橋臂即將開通的開關(guān)管的并聯(lián)電容放電；當關(guān)斷開關(guān)管的并聯(lián)電容電壓充電到輸入直流電壓時，即將開通的開關(guān)管集成的反并聯(lián)二極管自然導通，這時該開關(guān)管實現(xiàn)零電壓開通。開關(guān)管關(guān)斷時，由于并聯(lián)電容的存在該開關(guān)管實現(xiàn)零申壓關(guān)斷。

2 控制電路及主要參數(shù)的設(shè)計
2.1 控制電路的設(shè)計
移相控制器UC3879是UC3875的改進型，該集成電路提供了全部必要的控制、解碼、保護及驅(qū)動功能，可獨立編程控制時間的延遲，在每只輸出級開關(guān)管導通前提供死區(qū)時間，為每個諧振開關(guān)區(qū)間里實現(xiàn)ZVS留有余地，總的輸出開關(guān)頻率可達300kHz，保護功能包含欠壓鎖定、過流保護，它適用于電壓型控制或峰值電流型控制，圖2是控制電路原理圖，欠壓鎖定電平根據(jù)UVSEL端狀態(tài)選定，有兩個預定義的閾值：若UVSEL端浮動，則芯片在電源電壓超過15.25V啟動；若UVSPL端接VIN端，則在10.75V時啟動。／EA端為誤差放大器反向輸入端，該端同COMP端之間接R、C補償元件。CS端是電流比較器的同相輸入端，其反相端在芯片的內(nèi)部設(shè)置成2.0V和2.5V；當該輸入腳超過2.0V時，誤差放大器輸出電壓將超過RAMP端的電壓，移相角將限制在一個基本的值上，當該輸入腳超過2.5V時，輸出端關(guān)斷。如果該輸入腳超過2.5V的直流電壓，輸出端無效并且保持低電平，故使用該腳作為電壓、電流保護的輸入端。
工作頻率由腳RT及CT外接的元件R3及C10決定，如果工作頻率為fs，振蕩器的占空比為Dosc，則

2.2 同一橋臂兩開關(guān)管死區(qū)時間的確定
為了保證每一開關(guān)管實現(xiàn)零電壓開通和關(guān)斷，確定同一橋臂的功率開關(guān)管的死區(qū)時間是關(guān)鍵。
S3及S1驅(qū)動信號的死區(qū)時間

Lr為變壓器漏感；
Vin為輸入直流側(cè)電壓；
Io為負載電流。
另外，開關(guān)管關(guān)斷時有一定的下降時間，死區(qū)時間至少應當大于3倍的開關(guān)管關(guān)斷時的下降時間，但也不能取得太大。并聯(lián)電容容值的選擇也應考慮每個開關(guān)管的寄生電容的容量值。
在設(shè)計過程中選取的開關(guān)管為IXYS公司IXFK 150N15，tf=45ns，td（off）=110ns，Crss=1200pF，Coss=2600pF，電容C1~C4值選為4700pF，系統(tǒng)直流側(cè)輸入電壓為48~60V，為了使系統(tǒng)能在較寬的負載范圍內(nèi)工作，驅(qū)動信號的死區(qū)時間選為td（lead）=1μs，td（lag）=800ns。
2.3 開關(guān)頻率的選擇
DC／DC功率變換器實現(xiàn)軟開關(guān)時的諧振參數(shù)、占空比的丟失、整個系統(tǒng)的效率均同變壓器的漏感Lr和變換器的開關(guān)頻率fs有著密切的關(guān)系，因此，變壓器的設(shè)計不可忽視。橋式變換器的設(shè)計方法可參考文獻。為了減少高頻時集膚效應的影響，變壓器采用扁而寬的銅皮繞制，為了提高效率選用損耗低的優(yōu)質(zhì)非晶材料，變壓器的變比n為0.125，原邊漏感為1.5μH。
占空比丟失的值可由式(4)近似計算。

從式(4)可知Dloss由變壓器漏感Lr、變比n、負載電流Io和開關(guān)頻率fs決定。為了使變換器工作在較大的負載范圍，開關(guān)頻率選為60kHz。
2.4 濾波參數(shù)
假設(shè)Vo(min)為輸出電壓最小值、Vin(min)為輸入電壓最小值，Vo(max)為輸出電壓最大值、Vin(max)為輸入電壓最大值，滿載輸出電流為Io(max)，輸出整流二極管的通態(tài)壓降VD，VLF為輸出濾波電感的直流壓降，fs為全橋變換器的開關(guān)頻率，輸出電壓峰峰值為△Vopp。則濾波電感Lf為

單個DC／DC功率變換器模塊的功率為3 kW，流過電感的電流最大值即滿載輸出電流Io(max)為5.56A。
輸出濾波電感電流主要是直流分量，交流分量較少，集膚效應影響不是很大，濾波電感選用線徑較大的導線繞制，電感量計算值為1.76mH，為2mH。
輸出電壓紋波系數(shù)1％，變壓器原邊漏感為1.5μH，濾波電容的計算值為243μF,而耐壓值決定于輸出電壓的最大值，考慮到電解電容有等效串聯(lián)電阻(ESR)，因此，實際選用470μF／450V的電解電容6并2串。

3 試驗結(jié)果
試驗參數(shù)如下：
開關(guān)管S1~S4為MOSFET IXFKl50N15導通電阻為12.5mΩ；
整流橋D1~D8選用快速恢復二極管DSEl30-12；
移相控制控制器的工作頻率為60kHz；
隔直電容為470μF，輸入側(cè)共模電感3mH；
系統(tǒng)功率3 kW，低壓直流輸入60V。
圖3、圖4為試驗波形，從圖3的波形可知無論在開通還是關(guān)斷時刻，S1兩端電壓均為零(其他功率開關(guān)管的端電壓和觸發(fā)脈沖波形也類似)，實現(xiàn)了零電壓開關(guān)，減少了功率器件的開關(guān)損耗，提高了系統(tǒng)的效率，圖4所示的是高頻變壓器原邊電壓波形。

4 結(jié)語
這種基于軟開關(guān)技術(shù)的DC／DC功率變換器，在功率為3 kw的電子模擬功率負載模塊設(shè)計中成功地得到了應用。從實驗的波形可以看出，全橋變換器的開關(guān)管實現(xiàn)了零電壓開關(guān)，減少了器件的開關(guān)損耗。經(jīng)測試，系統(tǒng)的效率達到了93％，同時整個裝置的功率密度也增加了。