由于內部斷路器延遲和有限的MOSFET柵極下拉電流，大部分熱插拔控制器在發(fā)生輸出短路故障的最初10ms到50ms之間沒有限流控制。這可能造成上百安培的瞬態(tài)電流。利用一個簡單的外部電路可以解決這個問題，它將初始短路尖峰電流降至最小，并在200ns到500ns以內消除短路故障（斷開電源和短路負載）。
　　一個典型的+12V、6A的熱插拔控制電路（圖1）包括門限分別為50mV和200mV的慢速和快速比較器。選用6mW的檢流電阻，則慢速比較器在8.3A產生故障觸發(fā)，進行過流保護；而快速比較器的觸發(fā)點為33.3A，主要進行短路保護。

　　發(fā)生短路故障時，快速比較器自身延遲和完成對M1柵極電容放電，完全切斷短路負載需要30ms的時間，在此期間，短路尖峰電流僅僅受電路阻抗的限制 。在圖1所示的短路測試波形中，記錄下來的短路尖峰電流為400A（加在Rs上的峰值電壓達到2.4V），在28ms后短路電流降至100A。
　　通過增加一個pnp達林頓晶體管可加速柵極放電，從而使短路瞬態(tài)過程縮短到0.5ms以內(圖 2)。在MOSFET開啟階段，D1保證了正常的柵極充電驅動過程。關斷時，熱插拔控制器的3mA柵極放電電流改為直接驅動Q1的基極。Q1快速響應，在￡100ns的時間里完成對MOSFET柵極的放電。這樣，發(fā)生短路時的瞬態(tài)大電流過程就被大大縮短，略大于快速比較器350ns的延遲時間。

　　圖2和圖3中明顯的反向過沖和快速電流爬升是由檢流電阻的寄生電感引起的。圖3中的三角波振蕩是由示波器的接地引線認為引入的干擾成份。

　　圖3所示電路可以將短路尖峰電流控制在大約100A以下，瞬態(tài)過程限制在200ns。當R_s上的電壓降達到大約600mV時，pnp晶體管Q_1a就會被觸發(fā)，驅動npn晶體管Q_1b加快M1柵極電容的放電，從而關斷M1。檢流電阻的寄生電感引起的陡峭的電壓波形對pnp晶體管的快速觸發(fā)也有一定幫助。
　　M1柵源之間的電容C2可以減小輸出短路時作用在柵極上的正向瞬態(tài)階躍電壓。齊納二極管D1通過將VGS限制在MAX4272所能輸出的最大值（7V）以下降低了ID(ON)。雖然D1在偏置電流為5mA時的穩(wěn)壓標稱值為5.1V，但在本電路中，因為MAX4272僅能輸出100mA的柵極充電電流（這里是齊納二極管的正向偏置電流），D1將把VGS限制在大約3.4V左右。VGS受到限制后即可降低ID(ON)-在某種程度上RD(ON)會增大一點-這意味著可以更快地關斷M1。D1和C2也可以用在圖1和圖2中的電路以降低短路時的ID(ON)，
　　在負載發(fā)生短路故障時，上述兩個電路都可以通過限制能量釋放來保護背板供電電源。圖2所示簡單電路能夠將短路瞬態(tài)過程縮短到500ns以內，而圖3所示略微復雜的電路可將短路電流控制在100A以內，瞬態(tài)過程小于200ns。這兩種電路適用于絕大部分熱插拔控制電路。具體測試結果可能會有一些差異 ，主要取決于背板電源內阻，短路故障負載阻抗以及短路故障負載本身的特性和故障發(fā)生時間。