1 引言

超高頻RFID系統(tǒng)空中接口標(biāo)準(zhǔn)包括ISO／IEC系列，F(xiàn)2C系列，以及中國(guó)正在研究制定的國(guó)家標(biāo)準(zhǔn)，數(shù)字接收機(jī)可實(shí)現(xiàn)軟件升級(jí)和多協(xié)議支持，相比模擬接收機(jī)具備易于調(diào)試、應(yīng)用靈活的優(yōu)勢(shì)，因而在超高頻姍讀寫(xiě)器中得到了廣泛應(yīng)用．提高超高頻RFID讀寫(xiě)器的讀取效果一直是近年來(lái)的研究重點(diǎn)．在經(jīng)過(guò)詳盡分析和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證后，本文給出相關(guān)問(wèn)題的解決辦法。

超高頻RFID讀寫(xiě)器是與標(biāo)簽之間采用反向散射原理完成通信，根據(jù)當(dāng)前主要的UHF頻段空中接口標(biāo)準(zhǔn)ISO／IEC 18000-6C，標(biāo)簽在無(wú)源狀態(tài)下以同頻半雙工方式通訊．基本的通信過(guò)程是，讀寫(xiě)器采用幅移鍵控(ASK)等方式來(lái)調(diào)制載波，在特定頻率的信道上將信息發(fā)送給一個(gè)或多個(gè)標(biāo)簽．之后讀寫(xiě)器仍然需要發(fā)射CW載波，在指定的時(shí)間內(nèi)來(lái)等待標(biāo)簽的應(yīng)答。

零中頻架構(gòu)具有不需要中頻環(huán)節(jié)，能夠減小功耗，降低電路復(fù)雜度，易于調(diào)試等優(yōu)點(diǎn)．零中頻RFID數(shù)字接收機(jī)電路框圖如圖1所示．天線接收進(jìn)來(lái)的射頻信號(hào)通過(guò)環(huán)行器后直接進(jìn)入下變頻器，轉(zhuǎn)換完成的基帶信號(hào)通過(guò)LNA放大、低通濾波，輸出兩路I、Q基帶信號(hào)交由基帶進(jìn)行數(shù)字信號(hào)處理。

圖1 零中頻RFID數(shù)字接收機(jī)電路框圖

讀寫(xiě)器的通信效果受到發(fā)射機(jī)輸出功率、接收機(jī)靈敏度、收發(fā)天線增益、收發(fā)隔離度、標(biāo)簽功耗、標(biāo)簽天線增益，以及環(huán)境狀況等參數(shù)的影響．其中，發(fā)射端最大有效全向發(fā)射功率(EIRP)受到國(guó)家無(wú)線電發(fā)射設(shè)備管制，收發(fā)隔離度受到環(huán)行器等器件隔離度限制(一般只能達(dá)到25dB)，在標(biāo)簽、天線和環(huán)境等參數(shù)一定的條件下，接收機(jī)的性能對(duì)讀寫(xiě)器整機(jī)性能起決定性作用。

2 接收機(jī)性能影響因素分析

超高頻RFID讀寫(xiě)器接收機(jī)工作時(shí)也需要發(fā)射機(jī)發(fā)出無(wú)調(diào)制的載波．接收機(jī)接收到的包括標(biāo)簽反射信號(hào)、天線噪聲、環(huán)境反射、發(fā)射機(jī)直接耦合，以及接收機(jī)自身的噪聲等。在標(biāo)簽?zāi)塬@得足夠工作能量的前提下，讀寫(xiě)器的工作距離主要取決于標(biāo)簽反向散射信號(hào)在讀寫(xiě)器的解調(diào)輸出能否滿足最低信噪比要求．根據(jù)文獻(xiàn)[3]，可用下面的公式來(lái)標(biāo)示讀寫(xiě)器決定的最大工作距離：

其中，C是電磁波在自由空間的傳播速度，ω是電磁波信號(hào)的角頻率，Г是標(biāo)簽功率反射系數(shù)，ξ是收發(fā)隔離系數(shù)，GR是讀寫(xiě)器天線增益，Gt是標(biāo)簽天線增益，分母中的Ppn表示本振的單邊帶通帶內(nèi)相位噪聲功率，可以計(jì)算本振已知的相位噪聲數(shù)據(jù)或者使用頻譜分析儀(SPA)直接測(cè)量獲得．分子中的PDATA表示標(biāo)簽二進(jìn)制數(shù)據(jù)序列的單邊帶通帶內(nèi)信號(hào)功率，可以數(shù)值計(jì)算的方式得到．根據(jù)公式，在標(biāo)簽參數(shù)、天線增益和收發(fā)隔離等參數(shù)一定的情況下，讀寫(xiě)器的工作距離取決于接收機(jī)的信噪比性能(SNR)，尤其是相位噪聲以及降噪處理效果。

環(huán)境折反射干擾及相位噪聲主要在載波頻率附近，下變頻之后表現(xiàn)為低頻噪聲；基帶信號(hào)上混有常見(jiàn)的高頻噪聲，在密集讀寫(xiě)器模式下，需要控制接收機(jī)帶寬在一定范圍以避免讀寫(xiě)器之間相互干擾，因此需要對(duì)基帶信號(hào)作帶通濾波處理，以提高其信噪比。

直流偏移是零中頻結(jié)構(gòu)特有的一種干擾，是由于接收機(jī)中本振、發(fā)射機(jī)泄漏、環(huán)境反射等信號(hào)耦合到混頻器輸入端形成的。讀寫(xiě)器收發(fā)同頻造成了直流偏移遠(yuǎn)大于常規(guī)的接收機(jī)，加上常見(jiàn)工作距離只有3—5米，載波泄漏情況還受天饋及環(huán)境影響，直流偏移具有時(shí)變性．直流偏移不僅破壞了后級(jí)電路的直流工作點(diǎn)，還影響放大濾波電路的線性度性能，使信噪比變差．使用環(huán)行器的單天線設(shè)計(jì)中，環(huán)行器隔離度有限導(dǎo)致發(fā)射泄漏到接收端的強(qiáng)度大，直流偏移問(wèn)題會(huì)更加嚴(yán)重，直流偏移、環(huán)境折反射引起的幅度相位干擾、本振相位噪聲、ADC量化噪聲等都可降低接收機(jī)的信噪比，提高其性能除了要在模擬射頻電路上進(jìn)行改進(jìn)，還必須在基帶信號(hào)處理算法上采取相應(yīng)措施。

3 基帶數(shù)字信號(hào)處理

為保證正確完成解碼，基帶數(shù)字信號(hào)處理需要完成噪聲與干擾的消除，以適當(dāng)?shù)姆绞酵瓿葾SK信號(hào)判決．關(guān)鍵的處理措施包括：過(guò)采樣與濾波、直流偏移校正、數(shù)據(jù)解碼等。

3.1 過(guò)采樣與濾波

根據(jù)奈奎斯特采樣定理，為了使采樣信號(hào)能恢復(fù)成原來(lái)的連續(xù)信號(hào)，采樣頻率至少應(yīng)大于信號(hào)最高頻率的兩倍，過(guò)采樣是在奈奎斯特頻率的基礎(chǔ)上將采樣頻率提高一個(gè)過(guò)采樣倍律的水平，過(guò)采樣能夠降低有效帶寬內(nèi)量化噪聲的功率，提高信噪比，相當(dāng)于增加了ADC的分辯率，過(guò)采樣得到的數(shù)據(jù)可以用CIC濾波器進(jìn)行抽取，使數(shù)據(jù)率回到正常水平，再級(jí)聯(lián)FIR濾波器進(jìn)行帶通濾波，進(jìn)一步降低噪聲功率，提高信噪比。

以常見(jiàn)的碼率250kbps的ASK標(biāo)簽返回信號(hào)為例，為了能夠和ADC芯片性能配合，選擇過(guò)采樣系數(shù)為40，則采樣速率為20MSI焉．抽取之后的碼率設(shè)定為回發(fā)數(shù)據(jù)碼率的8倍，即2Mbps，CIC濾波級(jí)數(shù)為3。

FM0編碼的絕大部分信號(hào)功率都在第一零點(diǎn)內(nèi)，通常第一零點(diǎn)帶寬位置為通信速率的2倍，加入時(shí)鐘抖動(dòng)后，其最大的第一零點(diǎn)帶寬可達(dá)通信速率的2.5倍，因此，設(shè)置低通截止頻率為650kHz；考慮同步頭的V特征點(diǎn)，可設(shè)置高通截止頻率為160kHz，以便在有限的資源條件下盡可能濾除帶外噪聲．圖2為設(shè)計(jì)得到的帶通濾波器幅頻特性曲線。

圖2 帶通濾波器的幅頻特性曲線

3.2 直流偏移校正

以電路硬件方式處理直流偏移的辦法包括：交流耦合、載波消除、諧波混頻、自校正補(bǔ)償?shù)?，其中諧波混頻處理、自校正補(bǔ)償方法均較復(fù)雜，而實(shí)現(xiàn)的效果有局限性．文獻(xiàn)[4]提到一種載波消除的處理方法，該方法需要同時(shí)在模擬射頻和基帶單元增加補(bǔ)償電路及軟件，增加了復(fù)雜程度和成本，且調(diào)試?yán)щy．文獻(xiàn)[5]提到簡(jiǎn)單的通過(guò)電容交流耦合方式即可濾除信號(hào)直流部分來(lái)減輕直流偏移的干擾，這種方式是所有方案中結(jié)構(gòu)最簡(jiǎn)單、成本最低，因而應(yīng)用最廣。

標(biāo)簽回發(fā)的數(shù)據(jù)幀同步頭包括若干個(gè)前導(dǎo)零加前同步碼，基帶程序在規(guī)定時(shí)間內(nèi)探測(cè)到同步頭之后才能開(kāi)始信息解碼接收。交流耦合方式雖可減輕信號(hào)過(guò)載造成的干擾，但由于讀寫(xiě)器工作在突發(fā)通信模式下，接收電路的階躍響應(yīng)特性會(huì)在同步頭位置產(chǎn)生斜坡效應(yīng)，往往導(dǎo)致同步判斷錯(cuò)誤，為處理斜坡，可以在基帶信號(hào)處理前進(jìn)行中值校正，該方法僅需要對(duì)采集的數(shù)據(jù)進(jìn)行滑動(dòng)窗跟蹤和p-p值平均計(jì)，其原理是：

上式中c是標(biāo)定的ADC數(shù)據(jù)中值，i是數(shù)據(jù)序號(hào)，x(i)為原始數(shù)據(jù)值，Y(i)表示該點(diǎn)的校正結(jié)果數(shù)據(jù)，n為滑動(dòng)窗的大小，j是滑動(dòng)窗計(jì)算序號(hào)。

除了部分?jǐn)?shù)據(jù)頭部因?yàn)槭д鏌o(wú)法復(fù)原以外，能夠以較小的計(jì)算代價(jià)對(duì)通信幀的同步頭數(shù)據(jù)進(jìn)行還原，從而減輕直流偏移干擾對(duì)解碼同步的影響。

3.3 數(shù)據(jù)解碼

基帶數(shù)據(jù)解碼方法分為過(guò)零檢測(cè)和相干檢測(cè)兩種，過(guò)零檢測(cè)工作原理是設(shè)定一個(gè)閥值，對(duì)數(shù)據(jù)緩沖區(qū)內(nèi)的每個(gè)數(shù)據(jù)樣本都與中值相比較，如果該數(shù)據(jù)樣本與中值的差值的絕對(duì)值大于閥值且大于平均值，就判定為1，否則都判為0。由于該方法的實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)便易行，甚至利用比較器就可以實(shí)現(xiàn)判決，在中低端讀寫(xiě)器產(chǎn)品上使用廣泛。

相干檢測(cè)則具備更好的解碼能力，能夠在輸入信嗓比較差的使用環(huán)境中達(dá)到遠(yuǎn)優(yōu)于過(guò)零檢測(cè)的性能，由于FM0編碼采用正交編碼方式，滿足：

解碼之前，需事先創(chuàng)建數(shù)據(jù)數(shù)組S0和S1作為表示FMO編碼的0和1的碼元模板．根據(jù)公式，輸入數(shù)據(jù)分別與S0和S1作相關(guān)運(yùn)算，運(yùn)算結(jié)果即表示了輸入信號(hào)與碼元0和碼元1之間的相關(guān)程度．碼元模板按照采樣倍數(shù)設(shè)置分段長(zhǎng)度，相關(guān)運(yùn)算也按照同樣方式分段進(jìn)行。由于碼元模板S0和Sl也是正交的，所以與哪個(gè)的運(yùn)算結(jié)果值大，則表明該輸人數(shù)據(jù)代表的是哪個(gè)碼元．由于標(biāo)簽返回信號(hào)允許有±22％的頻偏，使得分段相干計(jì)算的起始位置難以界定．參考文獻(xiàn)[6]的設(shè)計(jì)采用的是分成多組相關(guān)器同時(shí)計(jì)算的方法進(jìn)行處理，占用FPGA資源較多．更好的方式是綜合運(yùn)用過(guò)零檢測(cè)，間隔3-4個(gè)周期就對(duì)分段的起始位置進(jìn)行校正，從而保證了分段計(jì)算過(guò)程與信號(hào)周期始終同步，這樣在不過(guò)分增加資源消耗的情況下仍然可以達(dá)到同樣的效果。

4 驗(yàn)證及分析

根據(jù)上述分析設(shè)計(jì)樣機(jī)驗(yàn)證平臺(tái)，其中基帶的數(shù)字信號(hào)處理通過(guò)Altera CycloneII FPGA完成，實(shí)現(xiàn)的功能包括ADC驅(qū)動(dòng)、FIFO緩沖、CIC濾波以及相關(guān)性判等，協(xié)議流程的處理交由FPGA內(nèi)嵌的軟核CPU完成，上述功能塊按照外設(shè)的方式掛接在軟核CPU內(nèi)部總線上．全部功能塊的設(shè)計(jì)以Altera提供的標(biāo)準(zhǔn)IP庫(kù)為基礎(chǔ)．測(cè)試時(shí)發(fā)射機(jī)天線端口輸出功率30dBm，工作頻率915MHz，使用7dBi的圓極化天線，標(biāo)簽使用Alien公司產(chǎn)品．設(shè)置標(biāo)簽距離天線8m，控制標(biāo)簽的回傳速率為250kdBs。

ADC采集的原始數(shù)據(jù)曲線如下圖3所示(橫軸是采樣個(gè)數(shù)，縱軸是采樣數(shù)據(jù)值不同)。由于完整的通信幀數(shù)據(jù)較多，在此僅僅給出包含同步頭和同步碼的I路前半部分?jǐn)?shù)據(jù)及其處理結(jié)果。

圖3 ADC采集的原始數(shù)據(jù)曲線

可以看出，在零中頻接收模擬輸出除了所需要的標(biāo)簽回傳數(shù)據(jù)外，數(shù)據(jù)幀同步頭還混雜了直流偏移干擾以及高頻噪聲．由于距離較遠(yuǎn)，有用信號(hào)的p-p值僅有110，波形畸變嚴(yán)重，信噪比較差。

經(jīng)過(guò)CIC及帶通濾波，可以得到圖4所示的曲線，此時(shí)濾波器去除了混雜的噪聲，波形變得比較圓滑整齊，能夠較容易的分辨出數(shù)據(jù)幀的同步頭和數(shù)據(jù)位．圖中同時(shí)顯示了過(guò)零檢測(cè)的解碼曲線(位于圖形下方，方波上邊標(biāo)注的是過(guò)零檢測(cè)的0和1及其樣本點(diǎn)數(shù)量；下方標(biāo)注解碼結(jié)果。2B4 ：0，表示第2字節(jié)的第4位解碼為0)，該算法在橫軸坐標(biāo)240左邊出現(xiàn)了解碼判決錯(cuò)誤(1B5：1，碼元0被判決為1)，表明處理畸變干擾能力有限。

圖4 直接過(guò)零檢測(cè)解碼的效果

同時(shí)采用直流偏移校正和相干檢測(cè)方法對(duì)同一個(gè)數(shù)據(jù)進(jìn)行處理，得到的曲線及效果參見(jiàn)圖5。解碼結(jié)果波形顯示算法改善了同步頭的解碼效果。同時(shí)，橫軸坐標(biāo)240左邊被正確的解碼(1B5：0)，證明了該算法在遠(yuǎn)距離標(biāo)簽返回信號(hào)幅度比較小或者標(biāo)簽信號(hào)中值波動(dòng)的情況下，仍然可以正確獲得EPC數(shù)據(jù)。

圖5 直流偏移校正及相干檢測(cè)解碼的效果

5 結(jié)論

本文通過(guò)分析零中頻架構(gòu)超高頻RFID讀寫(xiě)器數(shù)字接收機(jī)設(shè)計(jì)中的性能瓶頸，明確了影響接收性能的噪聲干擾、直流偏移及解碼問(wèn)題的成因及解決思路．從基帶數(shù)字信號(hào)處理角度，在過(guò)采樣濾波處理基礎(chǔ)上，給出直流偏移校正和相關(guān)解碼等解決辦法．經(jīng)過(guò)測(cè)試驗(yàn)證，讀寫(xiě)器最遠(yuǎn)能夠穩(wěn)定讀取10m左右距離的標(biāo)簽，且能夠自適應(yīng)天饋和環(huán)境的變化，讀取效果比市場(chǎng)上常見(jiàn)產(chǎn)品更為穩(wěn)定可靠．證明達(dá)到了提高讀寫(xiě)器作用距離的設(shè)計(jì)要求。