模擬設(shè)計(jì)師在設(shè)計(jì)放大器時(shí)花了很多功夫才使放大器能穩(wěn)定工作，但在實(shí)際應(yīng)用中又有許多情況會(huì)使這些放大器發(fā)生振蕩。有許多種負(fù)載會(huì)使它們嘯叫。沒有正確設(shè)計(jì)的反饋網(wǎng)絡(luò)可能導(dǎo)致它們不穩(wěn)定。電源旁路電容不足也可能讓它們不安分。最后，輸入和輸出自己可能振蕩成單端口系統(tǒng)。本文將討論引起振蕩的一些常見原因以及相應(yīng)的對策。

　　一些基本原理

　　圖1a顯示了一個(gè)非軌到軌放大器的框圖。輸入端控制gm模塊，gm模塊再驅(qū)動(dòng)增益節(jié)點(diǎn)，最后經(jīng)緩沖輸出。補(bǔ)償電容Cc是主要的頻率響應(yīng)元件。如果有接地引腳的話，Cc回路應(yīng)該接到地。然而一般運(yùn)放沒有地，電容電流只能返回到一個(gè)或兩個(gè)電源端。

　　圖1a：典型的非軌到軌運(yùn)放拓?fù)洹?/p>

　　圖1b是支持軌到軌輸出的最簡單放大器的框圖。輸入gm模塊的輸出電流經(jīng)“電流耦合器”分成兩路驅(qū)動(dòng)電流到兩個(gè)輸出晶體管。頻率響應(yīng)主要取決于兩個(gè)處于并聯(lián)狀態(tài)的Cc /2電容。以上兩種拓?fù)涿枋隽私^大多數(shù)使用外部反饋的運(yùn)放。

　　圖1b：典型的軌到軌運(yùn)放拓?fù)洹?/p>

　　圖1c顯示了理想放大器的頻率響應(yīng)，雖然它們在電氣結(jié) 構(gòu)上有所區(qū)別，但具有相似的行為。由gm 和Cc形成的單極點(diǎn)補(bǔ)償電路提供的單位增益帶寬乘積頻率GBF=gm/(2p Cc)。這些放大器的相位延遲從-180°降至GBF/Avol附近的-270°，其中Avol是開環(huán)放大器直流增益。對遠(yuǎn)高于這一低頻的頻率來說，相位 維持在-270°。這就是有名的“主極點(diǎn)補(bǔ)償”，其中Cc極點(diǎn)主導(dǎo)響應(yīng)，并隱藏了有源電路的各種頻率限制。

　　圖1c：運(yùn)放的理想化頻率響應(yīng)。

　　圖2顯示了LTC6268放大器的開環(huán)增益和相位響應(yīng)與頻率的關(guān)系。這是一款很小巧的500MHz放大器，支持軌到軌輸出，并且只有3fA的偏置電流，是 展示真實(shí)放大器行為的一個(gè)極好例子。主補(bǔ)償電路的-90°相位延遲從大約0.1MHz開始，在約8MHz時(shí)達(dá)到-270°，但在30MHz以上將越過 -270°。在實(shí)際應(yīng)用中，由于額外的增益級和輸出級電路，所有放大器除了基本的主補(bǔ)償延遲外，都還有高頻相位延遲。典型的額外相位延遲從大約 GBF/10開始。

　　圖2：LTC6268的增益和相位與頻率的關(guān)系。

　　簡言之，帶反饋的穩(wěn)定性關(guān)鍵在于環(huán)路增益和相位;或Avol乘以反饋因子，或環(huán)路增益。如果我們在單位增益配置中連接LTC6268，那么100%的輸出 電壓將被反饋。在非常低頻率時(shí)，輸出是負(fù)輸入的反相，或-180°相位延遲。補(bǔ)償電路通過放大器再增加-90°延遲，使得負(fù)輸入到輸出具有-270°的延 遲。當(dāng)環(huán)路相位延遲增加到±360°或它的倍數(shù)并且環(huán)路增益至少是1V/V或0dB時(shí)將產(chǎn)生振蕩。相位余量衡量的是當(dāng)增益為1V/V或0dB時(shí)相位延遲離 360°有多遠(yuǎn)。圖2顯示在130MHz時(shí)的相位余量約有70°(10pF紅色曲線)。這是一個(gè)非常健康的數(shù)字;相位余量低至35°可能都是可用的。

　　另外一個(gè)較少討論的主題是增益余量，雖然它與參數(shù)一樣重要。當(dāng)在某些高頻點(diǎn)相位余量為零時(shí)，如果增益至少1V/V或0dB，那么放大器就會(huì)振蕩。如圖2所 示，當(dāng)相位減至0(或360°的倍數(shù)，或圖中所示的-180°)時(shí)，1GHz附近的增益約為-24dB。這是一個(gè)非常小的增益。在這個(gè)頻率點(diǎn)不會(huì)發(fā)生振 蕩。在實(shí)際使用中，一般至少需要4dB的增益余量。

　　非完全補(bǔ)償放大器(Decompensated Amplifiers)

　　雖然LTEC6268在單位增益時(shí)非常穩(wěn)定，但有些運(yùn)放卻有意做的不穩(wěn)定。通過設(shè)計(jì)放大器補(bǔ)償電路，使之只在更高閉環(huán)增益時(shí)才穩(wěn)定，這樣的設(shè)計(jì)權(quán)衡與單位 增益補(bǔ)償方法相比可以提供更高的壓擺率、更寬的GBF和更低的輸入噪聲。圖3顯示了LT6230-10的開環(huán)增益和相位。該放大器主要用于反饋增益為10 或更高的場合，因此反饋網(wǎng)絡(luò)將至少衰減輸出信號10倍。在使用這種反饋網(wǎng)絡(luò)的條件下，我們尋找開環(huán)增益為10V/V或20dB時(shí)的頻率，發(fā)現(xiàn)在50MHz 時(shí)的相位余量為58°(±5V電源)。在單位增益時(shí)，相位余量只有0°左右，而且放大器會(huì)振蕩。

　　圖3：LT6230-10增益和相位與頻率的關(guān)系。

　　觀察發(fā)現(xiàn)，當(dāng)閉環(huán)增益比最小穩(wěn)定增益更高時(shí)，所有的放大器都將更加穩(wěn)定。即使1.5的增益也會(huì)使單位增益穩(wěn)定的放大器變得更加穩(wěn)定得多。

　　反饋網(wǎng)絡(luò)

　　就這個(gè)話題而言，反饋網(wǎng)絡(luò)本身也可能引起振蕩。注意圖4中我們放了一個(gè)寄生電容與反饋分壓電阻并聯(lián)在一起。這是不可避免的。電路板上每個(gè)元件的每個(gè)端子都 有約0.5pF的電容到地，而且還有走線的電容。在實(shí)際應(yīng)用中，節(jié)點(diǎn)至少有2pF的電容，每英寸走線的電容大約也是2pF。因此很容易積累起5pF的寄生 電容?？紤]LTC6268提供+2的增益。(http://www.diangon.com/版權(quán)所有)為了節(jié)省功耗，我們將Rf和Rg值設(shè)為相當(dāng)高的 10kW。當(dāng)Cpar= 4pF時(shí)，這個(gè)反饋網(wǎng)絡(luò)在1/(2p*Rf||Rg*Cpar)或8MHz處有一個(gè)極點(diǎn)。

　　圖4：加載反饋網(wǎng)絡(luò)的寄生電容。

　　利用反饋網(wǎng)絡(luò)相位延遲為–atan(f/8MHz)這個(gè)事實(shí)，我們可以估計(jì)環(huán)路360°延遲將發(fā)生在約35MHz時(shí)，此時(shí)放大器的延遲為-261°，反饋網(wǎng)絡(luò)延遲為-79°。在這個(gè)相位和頻率點(diǎn)，放大器仍有22dB的增益，而分壓電阻增益是分壓電阻增益

　　運(yùn)放輸入本身可能呈很大的容性，模擬Cpar。特別是低噪聲和低Vos放大器具有大的輸入晶體管，其輸入電容比其它放大器都要大，會(huì)加載它們的反饋網(wǎng)絡(luò)。 你需要查閱數(shù)據(jù)手冊，看看與Cpar并聯(lián)的電容還有多大。幸運(yùn)的是，LT6268只有0.45pF，對這種低噪聲放大器來說這是一個(gè)很小的值。帶寄生參數(shù) 的電路可以用運(yùn)行在免費(fèi)的LTspice 上面的凌力爾特宏模型進(jìn)行仿真。

　　圖5顯示了使分壓電阻更能容忍電容的方法。圖5a顯示了加入Rin后的同相放大器電路。假設(shè)Vin是一個(gè)低阻源(

　　圖5a：減小Cpar效應(yīng)的方法;增加了Rin的同相放大器電路。