INTRODUCTION

　　簡介

　　軟件定義無線電、雷達(dá)系統(tǒng)、電子戰(zhàn)(EW)、電子智能(ELINT)以及測試測量設(shè)備等各種應(yīng)用，需要帶寬為數(shù)GHz的寬帶數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)。理想情況下，系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員希望能夠?qū)⑿盘?hào)源(例如天線)直接連接到寬帶高動(dòng)態(tài)范圍模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)進(jìn)行數(shù)字化。這些應(yīng)用中有很多涉及到子采樣，其中目標(biāo)信號(hào)是遠(yuǎn)高于ADC采樣率的高頻信號(hào)。這種方法的一個(gè)主要限制是當(dāng)前ADC通常沒有足夠的帶寬來支持這些超寬帶應(yīng)用。雖然有多種高速ADC提供增強(qiáng)的采樣速率，但其中能夠提供數(shù)GHz以上輸入帶寬的則很少。此外，在超過超高頻(UHF)頻段的頻率，要保持良好的采樣線性度在技術(shù)上是非常困難的;當(dāng)信號(hào)頻率高于1 GHz或2 GHz時(shí)，目前多數(shù)ADC的線性度會(huì)迅速降低。

　　使用HMC661LC4B或HMC1061LC5超寬帶采樣保持放大器可以克服這些限制，所述器件設(shè)計(jì)用于需要最大采樣帶寬、在寬帶寬內(nèi)具有高線性度和低噪聲的微波數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換應(yīng)用。HMC661LC4B提供18 GHz輸入帶寬和出色的寬帶線性度，可用作ADC前端的外部主采樣器。在HMC661LC4B中進(jìn)行擴(kuò)展帶寬采樣后，低帶寬保持輸出波形便可由一個(gè)帶寬低很多的ADC處理。HMC1061LC5是HMC661LC4B采樣保持放大器的雙列版本。

　　ADC在高輸入頻率時(shí)的線性度局限也得到解決，因?yàn)榻⒑蟮牟蓸颖３址糯笃鞑ㄐ问抢肁DC的最佳基帶線性度進(jìn)行處理。另外，HMC661LC4B的隨機(jī)采樣抖動(dòng)非常低(<70fs)，因此在高微波信號(hào)頻率下抖動(dòng)引起的信噪比(SNR)降幅極小。此抖動(dòng)明顯優(yōu)于當(dāng)前可用ADC的典型抖動(dòng)。其結(jié)果是輸入帶寬從根本上得以擴(kuò)展，高頻線性度顯著改善，并且與ADC單獨(dú)的性能相比，采樣保持放大器ADC組件的高頻SNR得到改進(jìn)。

　　本應(yīng)用筆記提供了關(guān)于HMC661LC4B配合高速ADC使用以增強(qiáng)其帶寬和高頻性能的指南。本應(yīng)用筆記介紹了采樣保持放大器的一般操作，以及關(guān)于實(shí)現(xiàn)器件最高性能的一般操作建議。本應(yīng)用筆記還說明了基于典型評(píng)估板的試驗(yàn)板組件的設(shè)置和時(shí)序調(diào)整，其將HMC661LC4B用作高速ADC的主采樣器。關(guān)于HMC661LC4B用于高速ADC的評(píng)估板設(shè)置時(shí)如何獲得高性能采樣保持放大器的示例，請(qǐng)參閱《模擬對(duì)話》文章“利用采樣保持放大器和RF ADC從根本上擴(kuò)展帶寬以突破X波段頻率”。

　　HMC661LC4B采樣保持放大器說明和操作

　　HMC661LC4B采樣保持放大器概述

　　HMC661LC4B是一款單列18 GHz采樣保持放大器，適用于需要最大采樣帶寬、在超寬帶寬內(nèi)具有高線性度和低噪聲的微波數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換應(yīng)用。單個(gè)采樣保持放大器產(chǎn)生的輸出由兩個(gè)時(shí)間段組成。在輸出波形(HMC661LC4B的正差分時(shí)鐘電壓)的采樣模式間隔中，HMC661LC4B成為一個(gè)單位增益放大器，在輸入帶寬和輸出放大器帶寬的約束下，它將輸入信號(hào)復(fù)制到輸出端。在正時(shí)鐘到負(fù)時(shí)鐘躍遷時(shí)，HMC661LC4B以非常窄的采樣時(shí)間孔徑對(duì)輸入信號(hào)采樣，并且在負(fù)時(shí)鐘間隔內(nèi)，將輸出保持在一個(gè)相對(duì)恒定的代表采樣時(shí)刻信號(hào)的值。

　　關(guān)于關(guān)鍵性能參數(shù)，請(qǐng)參閱HMC661LC4B數(shù)據(jù)手冊。市面上的其他高速采樣保持放大器在滿量程輸入電平時(shí)帶寬性能會(huì)大幅下降，HMC661LC4B則不同，在整個(gè)輸入電平范圍內(nèi)都能提供18 GHz采樣帶寬，滿量程差分輸入最高可達(dá)1 V p-p，采樣速率最高可達(dá)4 GSPS。該采樣保持放大器能在非常寬的帶寬范圍內(nèi)保持優(yōu)異的線性度，從直流到5 GHz以上且在滿量程輸入時(shí)，無雜散動(dòng)態(tài)范圍(SFDR)為56 dB或更好。HMC661LC4B的一個(gè)重要特性是具有適當(dāng)?shù)木€性階相關(guān)性(輸入電平降低6 dB，則二階和三階諧波產(chǎn)物電平分別降低12 dB和18 dB)。此特性對(duì)于利用數(shù)字信號(hào)處理(DSP)對(duì)信號(hào)進(jìn)行平均的設(shè)計(jì)人員尤其重要。這些用戶可以執(zhí)行后轉(zhuǎn)換處理來減少寬帶本底噪聲，并且可以通過調(diào)整輸入信號(hào)電平來獲得更高線性度。正如數(shù)據(jù)手冊所示，輸入電平降低到滿量程一半時(shí)，整個(gè)寬帶寬上可達(dá)10位或更好的線性度。

　　HMC661LC4B提供直流耦合、差分信號(hào)輸入/輸出和差分時(shí)鐘輸入。所有輸入和輸出對(duì)于每個(gè)差分半電路都是50 Ω阻抗，并且它們以真正的以地為基準(zhǔn)的共模電壓電位工作。HMC661LC4B采用符合RoHS標(biāo)準(zhǔn)的4 mm × 4 mm QFN無引腳陶瓷封裝。HMC661LC4B是軟件定義無線電、軍用和商用雷達(dá)系統(tǒng)、EW、ELINT系統(tǒng)應(yīng)用的理想選擇。HMC661LC4B還可用于擴(kuò)頻處理、寬帶頻譜分析和高速數(shù)字/模擬測試儀器，包括數(shù)字采樣示波器。

　　HMC661LC4B一般操作建議

　　有關(guān)工作條件的完整信息，請(qǐng)參閱HMC661LC4B數(shù)據(jù)手冊。為了方便讀者，本應(yīng)用筆記總結(jié)了關(guān)于器件操作的主要注意事項(xiàng)。

　　上電順序

　　如果從獨(dú)立電源提供偏置，建議電源啟動(dòng)順序?yàn)閂CCOB、VCCOFx、VCCTHx、VCCCLKx、VEE和VEECLKx。如需要，VCCOB、VCCOFx、VCCTHx和VCCCLK可以連接到一個(gè)2 V電源。

　　輸入信號(hào)驅(qū)動(dòng)

　　為實(shí)現(xiàn)最佳效果，須以差分方式驅(qū)動(dòng)輸入。輸入可以用單端方式驅(qū)動(dòng)，但HMC661LC4B的線性度會(huì)下降。以單端方式驅(qū)動(dòng)HMC661LC4B時(shí)，未使用的輸入須端接50 Ω電阻。

　　時(shí)鐘輸入

　　當(dāng)(CLKP – CLKN)為高電平時(shí)，HMC661LC4B處于采樣模式;當(dāng)(CLKP – CLKN)為低電平時(shí)，器件處于保持模式。如可能，須以差分方式驅(qū)動(dòng)時(shí)鐘輸入。若需要，可以用單端方式驅(qū)動(dòng)時(shí)鐘輸入，但單端幅度和壓擺率須與差分驅(qū)動(dòng)時(shí)建議的全差分幅度和壓擺率相似。未使用的輸入須端接50 Ω電阻。

　　在較低時(shí)鐘頻率時(shí)，HMC661LC4B的采樣保持模式線性度會(huì)隨著時(shí)鐘功率而改變，如HMC661LC4B數(shù)據(jù)手冊所示。這是因?yàn)?，?dāng)壓擺率低于臨界值時(shí)，線性度與時(shí)鐘過零壓擺率存在弱相關(guān)性。為獲得最佳線性度和抖動(dòng)性能，建議使用大約2 V/ns至4 V/ns(每個(gè)時(shí)鐘輸入)或更大的時(shí)鐘過零壓擺率。

　　對(duì)于正弦時(shí)鐘輸入，4 V/ns對(duì)應(yīng)的每個(gè)差分半電路輸入的正弦時(shí)鐘功率為-6 dBm(4 GHz時(shí))、0 dBm(2 GHz時(shí))和6 dBm(1 GHz時(shí))。無論時(shí)鐘頻率為何，推薦最小時(shí)鐘幅度為-6 dBm(每個(gè)差分半電路輸入)。在較低時(shí)鐘頻率時(shí)，特別是在1 GHz以下時(shí)，建議使用方波時(shí)鐘以達(dá)到所需的壓擺率，而無需過大的時(shí)鐘幅度。

　　輸出

　　為獲得最干凈的輸出波形，須以差分方式檢測輸出。輸出阻抗為50 Ω阻性，返回到VCCOB電源。輸出級(jí)設(shè)計(jì)用于驅(qū)動(dòng)每個(gè)差分半電路輸出上的50 Ω接地終端。HMC661LC4B提供一個(gè)真正的以地為參考的共模電壓輸出，其典型值在地電壓的±50 mV范圍內(nèi);但如果需要，可以稍微調(diào)整VCCOB電源以將輸出共模電壓電平精確微調(diào)至0 V。

　　此外，根據(jù)以下近似關(guān)系調(diào)整VCCOB電源，可以在約±0.5 V的范圍內(nèi)調(diào)節(jié)共模輸出電平：

　　VOCM = (VCCOB ? 2)/2

　　其中：

　　VOCM為輸出共模電壓。

　　VCCOB可以在1 V < VCCOB < 3 V范圍內(nèi)變動(dòng)。

　　在較低時(shí)鐘速率(例如小于1 GHz)下工作時(shí)，用戶可將輸出濾波到比輸出放大器帶寬7 GHz低的帶寬，從而優(yōu)化信噪比(SNR)。這種輸出濾波不會(huì)降低采樣前端噪聲(其已在信號(hào)樣本中捕獲，代表大部分采樣保持放大器噪聲，因?yàn)榍岸藥捿^寬)，但可減少輸出放大器的噪聲貢獻(xiàn)。用戶可將輸出濾波到仍然具有所需最大建立時(shí)間以支持所選時(shí)鐘速率的最低帶寬。通常，最佳帶寬是時(shí)鐘頻率的兩到三倍左右。假設(shè)時(shí)鐘速率為350 MHz，使用一個(gè)噪聲帶寬為1 GHz的輸出濾波器，則相對(duì)于未濾波的輸出狀況，噪聲可以降低約1 dB。

　　在時(shí)鐘邊沿，由于輸出放大器的帶寬很寬，輸出會(huì)有非常陡峭的躍遷。用戶須注意，芯片輸出端與負(fù)載之間的電纜如果較長，會(huì)引起頻率響應(yīng)滾降和消散，從而在輸出波形進(jìn)入負(fù)載的建立過程中產(chǎn)生具有相對(duì)較長時(shí)間常數(shù)的低幅度尾部。

　　在實(shí)驗(yàn)室環(huán)境下使用數(shù)英尺長輸出電纜時(shí)，負(fù)載效應(yīng)最為明顯，即便高質(zhì)量電纜也不例外。采樣保持放大器與負(fù)載之間的輸出電纜必須是2英尺或更短的高質(zhì)量電纜。

　　負(fù)載與HMC661LC4B之間的反射也會(huì)降低保持模式響應(yīng)性能?？梢哉{(diào)整輸出電纜長度，以便在一定程度上降低反射干擾。一般而言，為使波形的保持模式部分中的反射干擾最小，電纜的往返傳輸時(shí)間須為時(shí)鐘周期的整數(shù)倍數(shù)。此電纜長度標(biāo)準(zhǔn)基本上應(yīng)根據(jù)以下情況來判斷：低電平雙傳輸反射時(shí)間與其提供的輸出波形對(duì)齊。當(dāng)采樣保持放大器在負(fù)載的50 ps或更短時(shí)間以內(nèi)時(shí)，短距離和/或傳輸時(shí)間使得反射時(shí)長與HMC661LC4B的近似建立時(shí)間相等，此時(shí)可獲得最佳性能。在ADC應(yīng)用中，采樣保持放大器必須盡可能靠近ADC，以使采樣保持放大器輸出端與ADC輸入端之間路徑的反射效應(yīng)最小。

　　采樣保持ADC建立與時(shí)序

　　采樣保持ADC建立

　　HMC661LC4B用作高速ADC主采樣器的典型實(shí)驗(yàn)室評(píng)估板設(shè)置如圖1所示。對(duì)于輸入和時(shí)鐘信號(hào)，必須使用抖動(dòng)非常低的合成發(fā)生器，以使高信號(hào)頻率下抖動(dòng)引起的本底噪聲性能降幅最小。5%的小數(shù)帶寬帶通濾波器通過濾除非諧波雜散產(chǎn)物和寬帶噪聲(其會(huì)給信號(hào)和時(shí)鐘源帶來抖動(dòng))來凈化信號(hào)源。具有17 GHz帶寬的寬帶Picosecond Pulse Labs或同等分相器將單端輸入信號(hào)轉(zhuǎn)換為差分形式。需要HMC-C004寬帶放大器來充分放大信號(hào)和時(shí)鐘，以補(bǔ)償系統(tǒng)中的損耗。

　　如需要，可以將更傳統(tǒng)的低頻巴倫用于時(shí)鐘，因?yàn)闀r(shí)鐘被限制在一個(gè)低得多的頻率?？勺冄舆t線恰當(dāng)?shù)貙?duì)ADC時(shí)鐘進(jìn)行定時(shí)，以便ADC對(duì)HMC661LC4B輸出波形的穩(wěn)定保持模式部分進(jìn)行采樣。采樣保持放大器和ADC之間使用隔直電容以實(shí)現(xiàn)單電源ADC，因?yàn)锳DC工作在通常由內(nèi)部提供的非零共模輸入電壓偏置電平。

　　另外，可以使用具有可變輸出共模電壓電平的直流耦合差分放大器來匹配HMC661LC4B和ADC的直流電平。HMC661LC4B具有0 V標(biāo)稱共模輸出電平，但如果需要，它可以在±0.5 V范圍內(nèi)進(jìn)行調(diào)整(有關(guān)詳細(xì)信息，請(qǐng)參閱HMC661LC4B數(shù)據(jù)手冊)。

　　如前所述，在實(shí)際系統(tǒng)應(yīng)用中使用HMC661LC4B時(shí)，最好將采樣保持放大器放置在靠近ADC的地方，以盡量減少器件之間信號(hào)互連的反射效應(yīng)傳輸時(shí)間。為將采樣保持放大器置于靠近ADC的地方，最佳辦法是設(shè)計(jì)一個(gè)定制電路板或混合電路，以將采樣保持放大器和ADC相鄰放置。在此情況下，在ADC時(shí)鐘信號(hào)路徑中設(shè)計(jì)一個(gè)固定延遲，以獲得ADC時(shí)鐘相對(duì)于采樣保持放大器輸出波形的正確時(shí)序。但正如本應(yīng)用筆記所示，只要ADC時(shí)鐘相對(duì)于采樣保持放大器時(shí)鐘適當(dāng)定時(shí)，帶同軸電纜互連的試驗(yàn)板型設(shè)置就能提供精確的性能。

　　圖1.集成了HMC661LC4B采樣保持主采樣器和ADC評(píng)估板的ADC組件框圖

　　圖2為試驗(yàn)板設(shè)置的實(shí)物照片。采樣保持放大器評(píng)估板的差分輸出通過短SMA(超小A型)電纜連接到ADC評(píng)估板輸入端的直流模塊。在測試的兩個(gè)時(shí)鐘頻率(1 GSPS和1.6 GSPS)下，選擇的電纜長度使得從采樣保持放大器芯片到ADC芯片的總傳輸時(shí)間大約為時(shí)鐘周期的某一整數(shù)倍，以使上述雙傳輸反射效應(yīng)引起的波形擾動(dòng)最小化。

　　圖2.HMC661LC4B和ADC評(píng)估板的試驗(yàn)板設(shè)置

　　采樣保持ADC時(shí)序

　　采樣保持放大器ADC轉(zhuǎn)換組件正確操作的一個(gè)重要方面是建立ADC采樣相對(duì)于采樣保持放大器輸出波形的正確時(shí)序。ADC采樣相對(duì)于采樣保持放大器的時(shí)序被稱為相對(duì)ADC時(shí)鐘延遲。為實(shí)現(xiàn)正常工作，ADC必須對(duì)采樣保持放大器輸出波形中的保持模式輸出時(shí)間段的穩(wěn)定部分進(jìn)行采樣。盡管當(dāng)ADC不正確地對(duì)采樣保持放大器的采樣模式輸出波形段進(jìn)行采樣時(shí)組件也能工作，但由于ADC采樣的是輸入信號(hào)的緩沖(但未采樣)單位增益版本，所以無法正確擴(kuò)展帶寬。實(shí)際上，ADC是否在對(duì)保持模式時(shí)間段進(jìn)行采樣的主要指標(biāo)就是擴(kuò)展帶寬行為。如果復(fù)合組件顯示的帶寬更接近于ADC輸入帶寬，那么極有可能是時(shí)序調(diào)整不當(dāng)，ADC正在對(duì)采樣保持放大器輸出波形的采樣模式部分進(jìn)行采樣。

　　如果將電路板傳輸線互連和外部電纜的各種傳播延遲以及采樣保持放大器和ADC內(nèi)部主要路徑的內(nèi)部群延遲列在一張表上，就可以精確計(jì)算相對(duì)ADC時(shí)鐘延遲。表1顯示了與詳細(xì)計(jì)算正確ADC時(shí)鐘時(shí)序相關(guān)的兩個(gè)主要的HMC661LC4B內(nèi)部群延遲：時(shí)鐘到保持節(jié)點(diǎn)延遲和保持節(jié)點(diǎn)到輸出樣本延遲。

　　表1中顯示的輸入信號(hào)到保持節(jié)點(diǎn)延遲不是ADC時(shí)鐘時(shí)序計(jì)算必須知道的量，列在此處僅供參考。此計(jì)算還需要一個(gè)重要參數(shù)，即ADC孔徑延遲，其定義為ADC內(nèi)部采樣點(diǎn)的時(shí)鐘延遲與ADC內(nèi)部采樣點(diǎn)的信號(hào)延遲之間的差值?？讖綍r(shí)間和試驗(yàn)板級(jí)互連延遲常常會(huì)掩蓋HMC661LC4B采樣保持放大器的較小延遲。

　　對(duì)于系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)來說，這些計(jì)算通常是值得的，甚至是必要的(不過由于互連延遲要小得多，所以系統(tǒng)時(shí)序通常比試驗(yàn)板設(shè)置更容易)。如果ADC時(shí)鐘延遲(相對(duì)于采樣保持放大器時(shí)鐘)得到精確確定和實(shí)現(xiàn)，那么對(duì)所有時(shí)鐘頻率，只需一個(gè)ADC時(shí)鐘延遲就可以為相應(yīng)的組件正確定時(shí)。如果適當(dāng)?shù)难舆t僅在模時(shí)鐘周期內(nèi)實(shí)現(xiàn)(例如在一個(gè)時(shí)鐘周期內(nèi)具有適當(dāng)?shù)南辔唬皇撬璧淖钚⊙舆t)，那么該設(shè)置僅對(duì)所使用的特定時(shí)鐘頻率有效。然而，對(duì)于實(shí)驗(yàn)室試驗(yàn)板設(shè)置，通常沒有必要詳細(xì)計(jì)算和設(shè)計(jì)所需的ADC時(shí)鐘延遲，因?yàn)槔肁DC時(shí)鐘路徑中的可變延遲線，執(zhí)行一個(gè)簡單的算法就能快速求出正確的延遲，如表1所示。

　　表1.用于時(shí)序計(jì)算的HMC661LC4B內(nèi)部群延遲

　　建立一種算法，利用ADC時(shí)鐘路徑中的可變延遲和ADC的快速傅里葉變換(FFT)輸出顯示來確定時(shí)序設(shè)置是可行的。在說明該過程之前，了解ADC的一些關(guān)鍵輸出性能參數(shù)與外部HMC661LC4B采樣保持放大器波形內(nèi)的采樣位置的依賴關(guān)系會(huì)很有幫助。圖3顯示了信號(hào)幅度、SFDR和噪聲譜密度的延遲映射，它是ADC時(shí)鐘(ADC采樣點(diǎn))相對(duì)于HMC661LC4B和ADC組合的采樣保持放大器時(shí)鐘的相對(duì)延遲的函數(shù)。圖3所示數(shù)據(jù)是在1 GSPS采樣速率下獲取的。作為參考，圖中還指出了HMC661LC4B輸出波形采樣到保持轉(zhuǎn)換和保持到采樣轉(zhuǎn)換的大致時(shí)間位置。HMC661LC4B保持模式限定在這些點(diǎn)之間，而采樣模式時(shí)間段落在這些點(diǎn)所限定的區(qū)域之外。當(dāng)組件的輸入頻率遠(yuǎn)遠(yuǎn)超出ADC帶寬時(shí)，這組曲線對(duì)理解延遲設(shè)置非常有用。圖3中繪制的是針對(duì)5 GHz輸入信號(hào)頻率的曲線，該頻率遠(yuǎn)遠(yuǎn)超出特定ADC的大約2.8 GHz帶寬。

　　圖3.基波幅度和SFDR與相對(duì)延遲時(shí)間的關(guān)系

　　提供給ADC內(nèi)部采樣器的波形受ADC輸入信號(hào)帶寬的限制。ADC內(nèi)部前端采樣保持放大器內(nèi)的頻帶限制會(huì)對(duì)HMC661LC4B輸出的尖銳波形轉(zhuǎn)換曲線進(jìn)行大幅度的修整。因此，圖3所示的延遲映射曲線也表現(xiàn)出該ADC頻帶限制所引起的修整轉(zhuǎn)換。使用一階近似，幅度曲線的-3 dB點(diǎn)大致對(duì)應(yīng)于HMC661LC4B輸出波形的采樣到保持和保持到采樣轉(zhuǎn)換的時(shí)間點(diǎn)。

　　對(duì)于超出ADC帶寬但在采樣保持放大器帶寬內(nèi)的信號(hào)頻率，檢查類似于圖3所示的延遲映射曲線，可以推斷出“信號(hào)基波幅度”部分、“SFDR”部分和“噪聲”部分所述的關(guān)鍵行為。

　　信號(hào)基波幅度

　　當(dāng)ADC對(duì)采樣保持放大器波形的保持模式進(jìn)行采樣時(shí)，獲得的是外部采樣保持放大器的帶寬。當(dāng)ADC對(duì)采樣保持放大器波形的采樣模式進(jìn)行采樣時(shí)，獲得的是較小的ADC帶寬。由于這些點(diǎn)上的樣本沒有很好地加以定義，因此轉(zhuǎn)換區(qū)域中的樣本可能會(huì)導(dǎo)致基波信號(hào)幅度急劇降低。這種急劇降低效應(yīng)可以在圖3的基波幅度變化中觀察到，轉(zhuǎn)換點(diǎn)附近的幅度顯著減小。在采樣模式區(qū)域中，基波幅度平衡在一個(gè)恒定電平上，該電平代表該頻率下ADC輸入傳遞函數(shù)所產(chǎn)生的信號(hào)衰減。

　　SFDR

　　對(duì)于采樣放大器波形的大部分保持模式區(qū)域內(nèi)的ADC采樣，SFDR相對(duì)穩(wěn)定。采樣時(shí)間最好是在保持模式快要結(jié)束時(shí)(此時(shí)波形早已建立)，但先于ADC頻帶限制引起的保持到采樣轉(zhuǎn)換修整區(qū)域。隨著時(shí)鐘頻率提高，優(yōu)化保持模式時(shí)間段中的采樣位置以實(shí)現(xiàn)最大SFDR變得更為重要。對(duì)于所測量的ADC，合理的ADC采樣時(shí)間是相對(duì)于保持到采樣轉(zhuǎn)換點(diǎn)提前大約120 ps。當(dāng)ADC采樣點(diǎn)進(jìn)入保持到采樣轉(zhuǎn)換區(qū)域時(shí)，SFDR會(huì)迅速下降，因?yàn)樾盘?hào)樣本在這些轉(zhuǎn)換點(diǎn)處沒有很好地加以定義。

　　噪聲

　　圖4顯示，相對(duì)于在采樣模式段中進(jìn)行采樣，當(dāng)在保持模式波形段中采集ADC樣本時(shí)，噪聲譜密度會(huì)提高。

　　在總積分時(shí)域噪聲中也能觀察到噪聲譜密度提高。這種提高符合理論上的預(yù)期，因?yàn)楸３帜Ｊ絽^(qū)域中的ADC采樣反映了HMC661LC4B在整個(gè)18 GHz輸入帶寬上的采樣。從頻域角度看，采樣過程將整個(gè)帶寬上的噪聲折疊到低得多的帶寬中——僅一個(gè)奈奎斯特區(qū)間。從時(shí)域角度來看，可以將這種效應(yīng)視為采樣時(shí)刻樣本中有效捕獲到的瞬時(shí)前端噪聲;這會(huì)增加第一奈奎斯特區(qū)間的噪聲譜密度，ADC會(huì)完全檢測到，因?yàn)樗湓谄漭斎霂拑?nèi)。另一方面，采樣模式區(qū)域中的采樣不反映HMC661LC4B的采樣。噪聲譜仍然出現(xiàn)在18 GHz的帶寬上，但ADC并不知曉HMC661LC4B采樣，而且在波形采樣模式部分中的ADC樣本沒有折疊效應(yīng)。此頻譜噪聲的大部分落在ADC帶寬之外，從而減少了檢測到的總噪聲。

　　對(duì)于HMC661LC4B輸出波形的保持模式區(qū)域中的ADC樣本，輸入噪聲帶寬為18 GHz，而對(duì)于HMC661LC4B采樣模式中的ADC樣本，輸入噪聲帶寬為ADC輸入帶寬。例如，對(duì)于典型高速轉(zhuǎn)換器的2 GHz至3 GHz輸入帶寬，保持模式和采樣模式ADC樣本的噪聲水平存在8 dB到10 dB的差異并不罕見。這種差異符合預(yù)期，因?yàn)閹挶却蠹s也是8 dB到10 dB，故相對(duì)噪聲水平是指示ADC樣本時(shí)序區(qū)域的有用參數(shù)。

　　圖4.頻譜噪聲密度(VNF)與相對(duì)延遲時(shí)間的關(guān)系

　　用于試驗(yàn)板設(shè)置的簡單采樣保持ADC時(shí)序步驟

　　使用“信號(hào)基波幅度”部分和“SFDR”部分中描述的特性時(shí)，可以通過一種直接了當(dāng)?shù)姆椒▉泶_定典型試驗(yàn)板設(shè)置中的ADC時(shí)鐘時(shí)序和優(yōu)化。以下程序使用ADC時(shí)鐘路徑中的可變延遲，以及ADC FFT頻譜提供的信息：

　　1. 利用任意ADC時(shí)鐘延遲和可變延遲設(shè)置采樣保持放大器ADC時(shí)序。相對(duì)于采樣保持放大器時(shí)鐘，利用任意ADC時(shí)鐘延遲(無需詳細(xì)計(jì)算)和可變延遲初步設(shè)置采樣保持放大器ADC時(shí)序?？勺冄舆t必須允許在至少半個(gè)時(shí)鐘周期內(nèi)進(jìn)行調(diào)整。將延遲的初始位置放在延遲范圍的中心。由于大多數(shù)長號(hào)型可變延遲線的基座誤差延遲是固定的，因此在采樣保持放大器時(shí)鐘和ADC時(shí)鐘路徑中使用相同的可變延遲會(huì)有所幫助，這樣兩條路徑中的固定基座誤差延遲得到均衡。當(dāng)為不依賴時(shí)鐘頻率的時(shí)序設(shè)置精確ADC時(shí)鐘延遲時(shí)，使用相同可變延遲非常有用，因?yàn)檫@種應(yīng)用不支持任何過大的模時(shí)鐘周期延遲。然后可以通過兩條延遲線或其中之一來調(diào)整相對(duì)ADC延遲。如果以差分方式驅(qū)動(dòng)時(shí)鐘，則在巴倫和時(shí)鐘輸入之間的HMC661LC4B時(shí)鐘路徑中必須使用平衡長度的電纜。

　　2. 在ADC的帶寬之外，但在采樣保持放大器的帶寬以內(nèi)，施加一個(gè)接近滿量程的輸入信號(hào)。施加一個(gè)電平略低于ADC滿量程的輸入信號(hào)，其頻率遠(yuǎn)遠(yuǎn)超出ADC輸入帶寬，但在HMC661LC4B采樣保持放大器的帶寬以內(nèi)。對(duì)于2 GHz至3 GHz輸入帶寬的轉(zhuǎn)換器，5 GHz頻率是一個(gè)不錯(cuò)的選擇。

　　3. 觀察FFT頻譜并識(shí)別一階拍頻產(chǎn)物(基波)。給ADC和HMC661LC4B器件加電;觀察ADC輸出的FFT頻譜顯示并識(shí)別輸入信號(hào)外差所產(chǎn)生的一階拍頻產(chǎn)物，時(shí)鐘諧波采樣保持放大器將所得的拍頻產(chǎn)物置于第一奈奎斯特區(qū)間中。拍頻產(chǎn)物是目標(biāo)基波，其代表轉(zhuǎn)換后的信號(hào)幅度。例如，對(duì)于1 GHz的時(shí)鐘頻率和5.049 GHz的輸入信號(hào)頻率，下變頻的一階拍頻產(chǎn)物在5.049 - 5(1) = 49 MHz。

　　4. 確定ADC采樣發(fā)生在外部采樣保持放大器輸出波形的采樣模式還是保持模式區(qū)域中。為確定ADC采樣發(fā)生在采樣模式還是保持模式區(qū)域中，須觀察基波幅度。如果獲得的信號(hào)接近滿量程，則ADC時(shí)鐘時(shí)序是對(duì)保持模式波形段進(jìn)行采樣，該組件表現(xiàn)出HMC661LC4B的擴(kuò)展帶寬。如果觀察到的信號(hào)幅度代表該頻率下從ADC輸入帶寬獲得的傳遞函數(shù)衰減，則ADC是在采樣模式波形段進(jìn)行采樣，并表現(xiàn)出ADC降低的帶寬。如果基波幅度的狀態(tài)存在不確定性，那么在一個(gè)小延遲范圍(例如±50 ps)上初步映射幾個(gè)不同延遲點(diǎn)的幅度和噪聲，便可迅速判斷ADC采樣點(diǎn)是位于采樣到保持還是保持到采樣轉(zhuǎn)換上。如果采樣點(diǎn)位于轉(zhuǎn)換點(diǎn)上，則移動(dòng)延遲以避開轉(zhuǎn)換區(qū)域，這樣樣本就會(huì)落在采樣模式或保持模式區(qū)域中。此外，映射半個(gè)時(shí)鐘周期上分布的幾個(gè)幅度和噪聲點(diǎn)可以快速幫助確定操作狀態(tài)和轉(zhuǎn)換位置。

　　5. 設(shè)置采樣保持放大器時(shí)鐘極性，將ADC樣本置于HMC661LC4B的保持模式。如果步驟4中ADC是在保持模式進(jìn)行采樣，則采樣保持放大器時(shí)鐘連接的相位可以保持不變。如果ADC是在采樣模式進(jìn)行采樣，則差分時(shí)鐘與采樣保持放大器的連接必須反向，以使采樣保持放大器與ADC之間的相對(duì)采樣延遲移動(dòng)半個(gè)時(shí)鐘周期。差分時(shí)鐘連接變化將ADC采樣點(diǎn)置于保持模式波形段。如果移動(dòng)采樣保持放大器的時(shí)鐘相位之后，幅度沒有增加到接近滿量程，則應(yīng)少量改變ADC時(shí)鐘延遲，同時(shí)進(jìn)行監(jiān)控，以判斷ADC采樣是否碰巧位于轉(zhuǎn)換點(diǎn)。

　　6. 識(shí)別保持到采樣轉(zhuǎn)換，并將ADC采樣點(diǎn)設(shè)置在相對(duì)于此點(diǎn)的采樣到保持和保持到采樣時(shí)間窗口的一半處。已知ADC采樣位于保持模式后，映射幾個(gè)點(diǎn)并逐漸增加ADC時(shí)鐘延遲，直至保持到采樣轉(zhuǎn)換的位置確定為止。對(duì)于一階，保持到采樣轉(zhuǎn)換發(fā)生在延遲映射幅度曲線的大約-3 dB點(diǎn)處。一旦確定了保持到采樣轉(zhuǎn)換，ADC采樣點(diǎn)相對(duì)于此轉(zhuǎn)換便可提前，直至幅度和SFDR性能達(dá)到相對(duì)均衡的值。實(shí)現(xiàn)預(yù)期幅度和SFDR值的這個(gè)時(shí)間位置出現(xiàn)在相對(duì)于保持到采樣轉(zhuǎn)換提前30 ps到150 ps的地方，具體取決于ADC的輸入帶寬和由此導(dǎo)致的轉(zhuǎn)換帶限修整量。時(shí)間點(diǎn)的位置表示ADC采樣時(shí)間的可接受點(diǎn)。如果ADC相對(duì)延遲已設(shè)置為絕對(duì)最小值(沒有多余的模時(shí)鐘周期延遲)，那么該時(shí)序?qū)λ袝r(shí)鐘頻率都有效。如果ADC相對(duì)延遲僅有適當(dāng)?shù)南辔唬嘤嗟哪r(shí)鐘周期延遲，則當(dāng)改變時(shí)鐘頻率時(shí)，必須重新執(zhí)行定時(shí)過程。

　　結(jié)語

　　本應(yīng)用筆記討論了HMC661LC4B超寬帶采樣保持放大器及其作為高速ADC主采樣器以增強(qiáng)帶寬和線性度的應(yīng)用。本文介紹了將HMC661LC4B連接到ADC的一般原則，并提供了一個(gè)通過試驗(yàn)板設(shè)置中的時(shí)鐘定時(shí)確立適當(dāng)ADC采樣時(shí)間的簡單系統(tǒng)化方法。

　　《模擬對(duì)話》文章“利用采樣保持放大器和RF ADC從根本上擴(kuò)展帶寬以突破X波段頻率”提供了HMC661LC4B用于具有高速ADC的評(píng)估板設(shè)置時(shí)可獲得的性能示例。