精密模數(shù)轉(zhuǎn)換器應(yīng)用廣泛，如儀器儀表和測量、電力線繼電保 護、過程控制、電機控制等。目前，SAR 型ADC 的分辨率可 達18 位甚至更高，采樣速率為數(shù)MSPS;Σ-Δ 型ADC 的分辨 率則達到24 位甚至32 位，采樣速率為數(shù)百kSPS。為了充分 利用高性能ADC 而不限制其能力，用戶在降低信號鏈噪聲方 面(例如實現(xiàn)濾波器)面臨的困難越來越多。

本文討論在ADC 信號鏈中實現(xiàn)模擬和數(shù)字濾波器以便達到最 佳性能所涉及到的設(shè)計挑戰(zhàn)和考慮。如圖1 所示，數(shù)據(jù)采集信 號鏈可以使用模擬或數(shù)字濾波技術(shù)，或兩者的結(jié)合。精密SAR 型和Σ-Δ 型ADC 一般在第一奈奎斯特區(qū)進行采樣，因此，本 文將著重討論低通濾波器。本文的意圖不是討論低通濾波器的 具體設(shè)計技術(shù)，而是討論其在ADC 電路中的應(yīng)用。

圖1.一般數(shù)據(jù)采集信號鏈

理想濾波器和實際濾波器

理想低通濾波器應(yīng)當(dāng)具有很陡的過渡帶，其通帶應(yīng)具有出色的 增益平坦度，如圖2 中的磚墻虛線所示。此外，阻帶衰減應(yīng)將 任何殘余帶外信號降低至0。某些常用實際濾波器的響應(yīng)如圖2 中的彩色線條所示。如果通帶增益不平坦或有紋波，這種響應(yīng) 可能會影響基頻信號。阻帶衰減不是無限的，會限制對帶外噪 聲的篩選。過渡帶也可能沒有陡峭的滾降，導(dǎo)致對截止頻率周 圍的噪聲衰減不佳。另外，所有非理想濾波器都會引入相位延 遲或群延遲。

圖2.理想濾波器與實際濾波器的幅度響應(yīng)對比

模擬濾波器與數(shù)字濾波器

模擬低通濾波器可以在ADC 轉(zhuǎn)換之前消除信號路徑中的高頻 噪聲和干擾，幫助避免混疊噪聲污染信號。它還能消除濾波器 帶寬之外的過驅(qū)信號的影響，避免調(diào)制器飽和。發(fā)生輸入過壓 時，模擬濾波器還能限制輸入電流，衰減輸入電壓。因此，它 能保護ADC 輸入電路。疊加于接近滿量程信號上的噪聲尖峰 可能會讓ADC 的模擬調(diào)制器飽和，必須利用模擬濾波器將其 衰減。

由于數(shù)字濾波發(fā)生在轉(zhuǎn)換之后，因而可以移除轉(zhuǎn)換過程中注入 的噪聲。在實際應(yīng)用中，采樣速率遠(yuǎn)高于奈奎斯特理論指出的 兩倍基頻信號頻率。因此，后置數(shù)字濾波器可以利用針對更高 信噪比和更高分辨率的濾波技術(shù)來降低轉(zhuǎn)換過程中注入的噪 聲，例如：信號帶寬之外的輸入噪聲、電源噪聲、基準(zhǔn)源噪聲、 數(shù)字接口饋通噪聲、ADC 芯片熱噪聲或量化噪聲。

表1簡要列出了模擬濾波器與數(shù)字濾波器的優(yōu)點和缺點。

表1.模擬濾波器與數(shù)字濾波器

多通道匹配誤差 是 否

模擬濾波器考慮

抗混疊濾波器放在ADC 之前，因此這些濾波器必須為模擬濾 波器。理想抗混疊濾波器具有如下特性：通帶內(nèi)具有單位增益， 無增益變化，混疊衰減水平與所用數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換系統(tǒng)的理論動態(tài)范 圍一致。

根據(jù)架構(gòu)不同，ADC 會有不同的輸入電阻，這會影響輸入濾 波器設(shè)計。以下考慮關(guān)系到ADC 模擬輸入濾波器的設(shè)計。

與ADC 前端接口的RC 抗混疊濾波器的限制

在Alan Walsh 為Analog Dialogue 雜志撰寫的文章精密SAR 型模數(shù)轉(zhuǎn)換器的前端和放大器和RC 濾波器設(shè)計中，有一個 針對 AD7980 ADC 的RC 濾波器應(yīng)用示例，如圖3 所示。

算出的RC 濾波器是一個低通濾波器，截止帶寬為3.11 MHz。 但是，某些設(shè)計人員可能會意識到，3.11 MHz 遠(yuǎn)大于100 kHz 的輸入信號頻率，因此，該濾波器無法有效降低帶外噪聲。為 實現(xiàn)更高動態(tài)范圍，可以換用590 Ω 電阻，以獲得100 kHz 的 –3 dB 帶寬。這種方法主要有兩個問題。由于通帶中會有更多 衰減，對于AD7980 ADC 示例，100 kHz 附近的幅度衰減最高 可達30%，因此，信號鏈精度會大大降低。帶寬越小，則建立 時間越長，這使得AD7980 的內(nèi)部采樣保持電容無法在指定的 采集時間內(nèi)完成充電，因而無法執(zhí)行下一次有效轉(zhuǎn)換。這導(dǎo)致 ADC 轉(zhuǎn)換精度降低。

設(shè)計人員應(yīng)當(dāng)確保ADC 之前的RC 濾波器能在目標(biāo)采集時間內(nèi) 完全建立。這對需要較大輸入電流或具有等效的較小輸入阻抗 的精密ADC 來說異常重要。某些Σ-Δ 型ADC 在無緩沖輸入模 式下對輸入RC 值的要求最高?？梢詫⒕哂休^大電阻或電容的超 窄低通濾波器放在一般具有較大輸入阻抗的輸入放大器之前。 或者可以選擇具有極高輸入阻抗的ADC，例如ADAS3022，其 輸入阻抗為500 MΩ。

圖3.采用16 位1 MSPS ADC AD7980 的RC 濾波器

1. 多路復(fù)用采樣信號鏈的濾波器建立時間

在通道間切換時，多路復(fù)用輸入信號通常含有較大的階躍。最 差情況下，一個通道處于負(fù)滿量程，而下一個通道則處于正滿 量程(見圖4)。這種情況下，當(dāng)多路復(fù)用器切換通道時，輸入 階躍大小將是ADC 的滿量程。

對于這些通道，可以在多路復(fù)用器之后使用一個單通道濾波 器，使得設(shè)計更簡單，成本更低。如上所述，模擬濾波器必定 會引入建立時間。每次多路復(fù)用器在通道間切換時，該單通道 濾波器都必須充電到所選通道的值，因而會限制吞吐速率。為 提高吞吐速率，可以在多路復(fù)用器之前為每個通道添加一個濾 波器，但這樣做會提高成本。

圖4.多路復(fù)用輸入信號鏈

2. 通帶平坦度和過渡帶限制與噪聲的關(guān)系

遭遇高噪聲的應(yīng)用，尤其是在接近第一奈奎斯特區(qū)邊緣處發(fā)生 很高干擾的應(yīng)用，需要滾降厲害的濾波器。然而，人們已從實際模擬低通濾波器得知：從低頻到高頻，幅 度會滾下來，并有一個過渡帶。增加濾波器級數(shù)或階數(shù)可以改 善帶內(nèi)信號的平坦度，并使過渡帶收窄。然而，這些濾波器的 設(shè)計很復(fù)雜，因為它們對增益匹配非常敏感，以至于無法實現(xiàn) 數(shù)階的衰減幅度。此外，在信號鏈中增加任何元件(如電阻或 放大器)都會引入帶內(nèi)噪聲。

圖5.不同階數(shù)的理想巴特沃茲濾波器過渡帶

對于某些具體應(yīng)用，模擬濾波器設(shè)計的復(fù)雜度和性能需要進行 取舍。例如，在采用AD7606 的電力線繼電器保護應(yīng)用中，對 于50 Hz/60 Hz 基頻輸入信號及其相關(guān)前五次諧波，保護通道 的精度要求低于測量通道。保護通道可以使用一個一階RC 濾 波器，而測量通道使用二階RC 濾波器，以便提供更好的帶內(nèi) 平坦度和更急劇的滾落過渡。

3. 同步采樣的相位延遲和匹配誤差

濾波器設(shè)計不僅僅關(guān)系到頻率設(shè)計，用戶可能還需要考慮模擬 濾波器的時域特性和相位響應(yīng)。在某些實時應(yīng)用中，相位延遲 可能非常重要。如果相位隨輸入頻率而變化，那么相位變動將 更糟糕。濾波器的相位變化一般用群延遲來衡量。對于非常數(shù) 群延遲，信號會在時間中擴散，導(dǎo)致脈沖響應(yīng)變得很差。

對于多通道同步采樣應(yīng)用，例如電機控制或電力線監(jiān)控中的相 電流測量，還應(yīng)考慮相位延遲匹配誤差。確保濾波器在多個通 道上引起的額外相位延遲匹配誤差可以忽略不計，或者在工作 溫度范圍的信號鏈誤差預(yù)算范圍內(nèi)。

4.低失真和低噪聲應(yīng)用的元件選擇挑戰(zhàn)

對于低諧波失真和低噪聲應(yīng)用，用戶必須為信號鏈設(shè)計選擇合 乎要求的元件。模擬電子元件不是完全線性的，會引起諧波失 真。Walsh 的文章中討論了如何選擇低失真放大器和如何計算 放大器噪聲。放大器等有源元件需要低THD + N，同時也要考 慮普通電阻和電容等無源元件的失真和噪聲。