解決很多傳感器信號調(diào)理所共有的特性挑戰(zhàn)。低于1 MHz激勵頻率且動態(tài)范圍要求為80 dB至100 dB的系統(tǒng)可以采用低成本、低功耗模擬電路;該方法所需的數(shù)字后處理極少。了解相敏檢波器的工作原理以及傳感器輸出端的噪聲特性是確定系統(tǒng)濾波器要求的關(guān)鍵。

同步解調(diào)可以解決很多傳感器信號調(diào)理所共有的特性挑戰(zhàn)。低于1 MHz激勵頻率且動態(tài)范圍要求為80 dB至100 dB的系統(tǒng)可以采用低成本、低功耗模擬電路;該方法所需的數(shù)字后處理極少。了解相敏檢波器的工作原理以及傳感器輸出端的噪聲特性是確定系統(tǒng)濾波器要求的關(guān)鍵。

傳感器激勵

傳感器隨處可見，它們用來測量溫度、光照、聲音和其他各種環(huán)境參數(shù)。一些傳感器的輸出電壓或電流取決于某些物理參數(shù)。例如，熱電偶產(chǎn)生與參考結(jié)點和測量點之間溫度差成比例的電壓。大部分傳感器的傳遞函數(shù)相對于物理參數(shù)遵循已知的關(guān)系。傳遞函數(shù)通常是一個阻抗，電流是傳感器輸入，而傳感器兩端的電壓表示目標參數(shù)。阻性傳感器(比如稱重傳感器、RTD和電位計)分別用來測量應(yīng)力、溫度和角度。就一階而言，阻性傳感器與頻率無關(guān)，并且沒有相位響應(yīng)。

很多傳感器因為它們的傳遞函數(shù)隨頻率和相位改變，所以要求使用交流激勵信號。這樣的例子有感性近距離傳感器和容性濕度傳感器。生物阻抗測量可以獲取有關(guān)呼吸率、脈搏率、水合作用和其他各種生理參數(shù)。這些情況下，幅度、相位(或兩者)都可用來確定檢測參數(shù)的數(shù)值。

在某些應(yīng)用中，傳感器可以把待測樣本轉(zhuǎn)換成感應(yīng)器。例如，色度計使用LED將光線照射穿過待測液體樣本。樣本的光吸收調(diào)制光電二極管檢測的光量，以便揭示待測液體的特性。血氧含量可以通過測量血管組織中的紅光和紅外光吸收之差來確定。超聲傳感器根據(jù)超聲在氣體中行進的多普勒頻移來測量氣流速率。所有這些系統(tǒng)都可以使同步解調(diào)來實現(xiàn)。

圖1顯示的是測量傳感器輸出信號的同步解調(diào)系統(tǒng)。激勵信號fx用作載波，傳感器以幅度、相位(或兩者同時)作為待測參數(shù)的函數(shù)進行調(diào)制。信號可能經(jīng)過放大和濾波，然后再由相敏檢波器(PSD)向下調(diào)制，回到直流狀態(tài)。輸出濾波器(OF)將信號帶寬限制在待測參數(shù)的頻率范圍內(nèi)。

圖1.同步解調(diào)系統(tǒng)

傳感器輸出端的噪聲可能受內(nèi)部源或外部耦合的影響。低頻(1/f)噪聲經(jīng)常會限制傳感器或測量電子設(shè)備的性能。很多傳感器還容易受到低頻環(huán)境噪聲的干擾。光學測量容易受到背景光照的影響;電磁傳感器容易受到電源輻射的影響。自由選擇激勵頻率以避開噪聲源是同步解調(diào)的重要優(yōu)勢。

選擇一個可以降低這些噪聲源影響的激勵頻率是優(yōu)化系統(tǒng)性能的重要途徑。所選激勵頻率應(yīng)當具有較低的噪底，并離開噪聲源足夠距離，以便適當進行濾波便可將噪聲降低至可以接受的水平。傳感器激勵通常是功耗預算中最大的一塊。如果傳感器的靈敏度與頻率的關(guān)系已知，則在靈敏度較高的頻率處激勵傳感器即可降低功耗。

相敏檢波器

若要理解抗混疊濾波器(AAF)和OF的要求，則需理解PSD。考慮通過激勵信號將輸入信號同步擴大+1和–1倍的PSD。這等效于輸入信號乘以相同頻率的方波。圖2a顯示的是輸入信號、基準電壓源和PSD輸出的時域波形;圖中，輸入信號為方波，任意相位與基準電壓源相關(guān)。

當輸入和基準電壓完全無相移時，相對相位為0°，開關(guān)輸出為直流，且PSD輸出電壓為+1。隨著相對相位增加，開關(guān)輸出成為基準頻率兩倍的方波，且占空比和均值線性下降。相對相位為90°時，占空比為50%，平均值為0.在180°相對相位處，PSD輸出電壓為–1。圖2b顯示了相對相位在0°至360° 范圍內(nèi)掃描時的PSD平均輸出值，輸入信號為方波和正弦波。

圖2. (a) PSD時域波形(b) PSD輸出平均值與相對相位成函數(shù)關(guān)系

正弦波情形沒有方波情形那么直觀，但可以通過逐項相乘并分解為相加項和相減項而計算，如下所示：

正如預計的那樣，PSD在基頻處生成與輸入信號相對相位的余弦成比例的響應(yīng)，但它同時也會生成針對信號所有奇次諧波的響應(yīng)。若將輸出濾波器視為相敏檢波器的一部分，則信號傳輸路徑看上去就會像是一系列以基準信號奇次諧波為中心的帶通濾波器。帶通濾波器的帶寬由低通輸出濾波器的帶寬確定。PSD輸出響應(yīng)是這些帶通濾波器之和，如圖3所示。出現(xiàn)在直流端的響應(yīng)部分落在輸出濾波器的通帶內(nèi)。出現(xiàn)在基準頻率偶次諧波的響應(yīng)部分將由輸出濾波器抑制。

圖3.有助于PSD輸出的信號輸入頻譜

乍看之下，諧波的無限求和混疊進入輸出濾波器通帶，似乎使這種方法失效。然而，由于每一個諧波項都成倍縮小，并且各諧波噪聲以平方和的平方根方式相加，噪聲混疊的影響得以減輕。假設(shè)輸入信號的噪聲頻譜密度不變，那么就可以計算諧波混疊的噪聲影響。

使Vn成為以基頻為中心的傳輸窗口的積分噪聲?？俁MS噪聲VT為：

因此，所有諧波窗口產(chǎn)生的RMS噪聲使總噪聲僅增加11%(或1dB)。輸出依然容易受到帶通濾波器的通帶波動影響，并且PSD之前的傳感器或電子器件諧波失真將導致輸出信號產(chǎn)生誤差。如果這些諧波失真項過大而無法接受，可以使用抗混疊濾波器使其下降。下一個設(shè)計示例中將考慮抗混疊和輸出濾波器要求。

LVDT設(shè)計示例

圖4顯示的是一個同步解調(diào)電路，該電路可從線性可變位移變壓器(LVDT，一種特殊的繞線變壓器，具有活動內(nèi)核，貼在待測位置)提取位置信息。激勵信號施加于初級端。次級端電壓隨內(nèi)核位置成比例變化。

LVDT的類型有很多，此外提取位置信息的方法也各不相同。該電路采用4線模式LVDT.將兩個LVDT的次級輸出相連使其電壓相反，從而執(zhí)行減法。當 LVDT內(nèi)核位于零點位置時，次級端上的電壓相等，繞組上的電壓差為零。隨著內(nèi)核從零點位置開始移動，次級繞組上的電壓差也隨之增加。LVDT輸出電壓符號根據(jù)方向而改變。本例選擇的LVDT測量±2.5 mm滿量程內(nèi)核位移。電壓傳遞函數(shù)為0.25，意味著當內(nèi)核偏離中心2.5 mm時，施加于初級端的每伏特電壓的差分輸出等于250 mV.

圖4.簡化LVDT位置檢測電路