中圖分類號：TN432文獻(xiàn)標(biāo)識碼：A

摘要：為了驗證上述技術(shù)，基于標(biāo)準(zhǔn)65 nm CMOS工藝，設(shè)計了一款10 bit 160 MSPS SAR ADC。1 V工作電壓下，芯片實測功耗為2 mW，無雜散動態(tài)范圍（SFDR）>69 dB，信號噪聲失真比（SNDR）>55.6 dB，ADC核的芯片面積僅為0.023 mm²，在萊奎斯特采樣情況下，優(yōu)值（FoM）為25.4 fJ/步。

0   引言

近年來，隨著CMOS 工藝尺寸越來越小，（8~12）bit 逐次逼近型模數(shù)轉(zhuǎn)換器（SAR ADC）在消耗較小面積的情況下，采樣速度可以達(dá)到幾十甚至上百MHz^[1-8]，時間交織結(jié)構(gòu)^[9-10] 和多位每周期的ADC^[11] 可以提高ADC 的速度，但該結(jié)構(gòu)帶來的通道失配和比較器失調(diào)問題會影響ADC 線性度。共模電壓變化技術(shù)[12] 可以降低SAR ADC 的功耗，但會引起比較器失調(diào)的變化。流水線型SAR ADC 中，校正過程會非常復(fù)雜。SAR ADC設(shè)計中，采樣開關(guān)是影響整個SAR ADC 線性度的最重要因素之一。隨著采樣速度提升，需要增加采樣開關(guān)的面積來減小采樣開關(guān)的導(dǎo)通電阻。但采樣開關(guān)面積增加，采樣開關(guān)源/ 漏極和襯底之間寄生電容也隨之增加。另一方面，對于SAR ADC 而言，為了實現(xiàn)較高信噪比，輸入信號通常為軌對軌信號，采樣開關(guān)的寄生電容值會隨著輸入信號變化，使采樣開關(guān)的線性度進(jìn)一步惡化。在文獻(xiàn)^[16] 中，輸入信號和采樣開關(guān)襯底直接相連，可以消除采樣開關(guān)源/ 漏和襯底的寄生電容及體效應(yīng)。但是，在深N 阱管中，NMOS 襯底和N 阱之間的寄生電容仍然會限制整個ADC 的線性度。文獻(xiàn)^[21] 中提出了一種采樣開關(guān)線性化技術(shù)，通過采樣開關(guān)寄生電容補償技術(shù)提高了采樣開關(guān)的線性度。但是，這種技術(shù)會使采樣開關(guān)寄生電容的絕對值增加，使采樣開關(guān)線性度的提升不明顯。另一方面，文獻(xiàn)^[17-21] 提出的高速低功耗比較器技術(shù)，隨著比較器速度提升，比較器輸入對管工作飽和區(qū)的時間變短，造成比較器噪聲性能下降。因此，比較器的噪聲性能和工作速度之間的折中關(guān)系也是SARADC 中高性能比較器設(shè)計的難點。

基于上述SAR ADC 中的技術(shù)難點，本文針對采樣開關(guān)提出了一種p 阱懸浮技術(shù)，該技術(shù)能夠降低采樣開關(guān)的非理想寄生電容，可以明顯抑制采樣開關(guān)的寄生電容值隨輸入信號變化的效應(yīng)。同時，提出了一種動態(tài)比較器襯底電壓自舉技術(shù)，可以降低MOS 管的導(dǎo)通電阻和閾值電壓。MOS 管導(dǎo)通電阻的降低可以降低比較器的延遲時間，MOS 管閾值電壓的降低，可以增加比較器輸入MOS 管的跨導(dǎo)，降低比較器的等效輸入噪聲。在160 MSPS 采樣率下，SAR ADC 的SFDR>69 dB，SNDR>55.6 dB，在萊奎斯特采樣情況下，優(yōu)值（FoM）為25.4 fJ/ 步。

1   SAR ADC總體架構(gòu)

本設(shè)計所提出的SAR ADC 總體結(jié)構(gòu)如圖1 所示。當(dāng)ADC 處于采樣相時，高線性度的采樣開關(guān)導(dǎo)通，電容陣列對輸入信號Vinp/Vinn 進(jìn)行采樣。當(dāng)ADC 處于逐次逼近相時，時鐘信號Clk 觸發(fā)比較器和SAR logic，產(chǎn)生10 bit 輸出碼。如圖1 所示，權(quán)重電容C1~C8 分裂為兩個相等的子電容，在采樣過程中，這兩個子電容的一端接輸入信號，另一端分別接負(fù)基準(zhǔn)地和正基準(zhǔn)VREF^[21]。

本文采用共模電壓恒定的開關(guān)切換方式來提高比較器的共模抑制比。單位電容的容值為1 fF，單端的電容容值為512 fF。通過1 000 次蒙特卡洛仿真后，單位電容失配不超過0.2%，表明上述電容設(shè)計值滿足10 bit ADC 的精度要求。為了減小采樣極板和地之間的寄生電容，電容陣列中的電容采樣高層金屬M7 進(jìn)行設(shè)計，使比較器輸入端的寄生電容約為9 fF。因此，采樣極板主要的寄生電容為采樣開關(guān)的寄生電容。通過本文所提出的采樣開關(guān)p 阱浮空技術(shù)，采樣開關(guān)源/ 漏和襯底之間的寄生電容約為35 fF。因此，總的采樣電容約為556 fF。本設(shè)計中，1 LSB 約為1.4 mV，kT/C 約為0.1 mV rms。

2   高速高線性采樣開關(guān)技術(shù)

SAR ADC 的線性度主要取決于采樣開關(guān)源/ 漏和襯底之間的寄生二極管所產(chǎn)生的寄生電容，該寄生電容值會隨輸入信號幅度改變而變化。在高速采樣情況下，為了減小導(dǎo)通電阻，采樣開關(guān)的面積會比較大，采樣開關(guān)的寄生電容對線性度的影響會隨之增大。圖2 為采用柵壓自舉技術(shù)的傳統(tǒng)NMOS 采樣開關(guān)的原理圖和剖面圖，由圖2（b）可知，在采樣狀態(tài)下，寄生二極管D1和D2 均處于反偏狀態(tài)，其寄生電容為勢壘電容C1 和C2。由文獻(xiàn)^[21] 可知，C1 和C2 會隨著輸入信號Vin 的變化而變化。在文獻(xiàn)^[16] 中，采用輸入信號和襯底短接的方式消除了源/ 漏和襯底之間的寄生電容。但是，p阱PW 和n 阱NW 之間的寄生電容仍在存在，使采樣開關(guān)的總寄生電容并沒有減小，這會明顯影響整個ADC的采樣速度。

本文提出了一種基于p 阱浮空結(jié)構(gòu)的采樣開關(guān)線性度提升技術(shù)，如圖3 所示。下拉開關(guān)NM1 連接采樣開關(guān)NM 的襯底和地，由于NM1 的尺寸很小，因此，引入NM1 所產(chǎn)生的寄生電容遠(yuǎn)小于采樣開關(guān)NM 本身的寄生電容。當(dāng)采樣開關(guān)NM 斷開時，NM1 導(dǎo)通，NM的襯底電位被下拉到地。當(dāng)采樣開關(guān)NM 導(dǎo)通時，NM1斷開，采樣開關(guān)NM 的襯底處于浮空狀態(tài)。圖3（b）給出了該結(jié)構(gòu)的剖面圖，下面以電容C1 和C3 的變化情況為例進(jìn)行說明。

圖4 采樣開關(guān)寄生電容和輸入信號幅度的關(guān)系

（a）頻率

（b）幅度的變化情況

圖5 SFDR 隨輸入信號（a）頻率（b）幅度的變化情況

當(dāng)ADC 處于逐次逼近相時，采樣開關(guān)NM 的襯底通過NM1 和地相連，二極管D1、D3 都處于反偏狀態(tài)。當(dāng)ADC 處于采樣相時，采樣開關(guān)NM 的襯底浮空，則寄生電容C1 和C3 為串聯(lián)關(guān)系，因此，此時采樣開關(guān)的總寄生電容小于C1 和C3。同時，采樣開關(guān)NM 的襯底電壓為輸入信號V_in，由于C1、C3 會帶來分壓，VP的變化取決于輸入信號V_in、C1 和C3 的值。通過小信號等效，由基爾霍夫電流定律可知，如果C1 = C3，VP電壓的變化為輸入信號Vin 變化的0.5 倍，這表示C1 和C3 兩端的電壓變化相同。通過勢壘電容的計算公式可知，V_in 在（0.2~1）V 變化范圍內(nèi)的情況下，寄生電容C1、C3 的容值最大變化量分別為-10% 與12%，因此，C1 和C3 容值的變化幾乎相同，而變化方向相反。由于C1 和C3 的串聯(lián)關(guān)系，和文獻(xiàn)^[16] 相比，C1 的變化所造成的總寄生電容變化被減小了1/2。

（a）隨輸入差分信號頻率的變化

（b）隨輸入差分信號幅度的變化

圖6 工藝角和溫度變化情況下，SFDR隨輸入差分信號的頻率、幅度的變化情況

為了證明該技術(shù)和文獻(xiàn)^[16] 和^[21] 相比的優(yōu)勢，基于標(biāo)準(zhǔn)65 nm CMOS 工藝，設(shè)計了上述采樣開關(guān)，將寄生參數(shù)導(dǎo)入MATLAB 中進(jìn)行仿真。采樣開關(guān)的寄生電容和輸入信號幅度之間的關(guān)系如圖4 所示，當(dāng)輸入信號V_in 在（0.2~1）V 時間變化時，文獻(xiàn)^[16] 和^[21] 中采樣開關(guān)的寄生電容值變化分別約為31.3% 和9%。本結(jié)構(gòu)中采用了p 阱浮空技術(shù)，這樣采樣開關(guān)的寄生電容值變化為1.4%。即使考慮到NM1 的寄生電容，本結(jié)構(gòu)采樣開關(guān)的總寄生電容也小于35 fF，該寄生電容是文獻(xiàn)^[16]和^[21] 寄生電容的70% 和39%。因此，本文提出的采樣開關(guān)和傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)相比能提線性度。SFDR 隨輸入信號頻率和幅度的變化情況分別如圖5（a）和圖5（b）所示。在圖5（a）中，本結(jié)構(gòu)的SFDR 與文獻(xiàn)[16] 和^[21] 相比，分別提升了9 dB 和6 dB。在圖5（b）中，輸入差分信號峰- 峰值（Vp-p）在（0.6~1.2）V 范圍內(nèi)變化時，文獻(xiàn)^[16] 和^[21] 的SFDR 下降分別為10 dB 和12 dB，本結(jié)構(gòu)的SFDR 下降僅為6.5 dB。在工藝角和溫度變化情況下，SFDR 隨輸入差分信號頻率和幅度變化分別如圖6（a）和圖6（b）所示?？梢钥闯?，在PVT 變化的情況下，輸入信號的頻率在（10~80）MHz 之間變化時，和文獻(xiàn)[16] 和[21] 相比，本文比較器的SFDR 分別提升10 dB 與6 dB。當(dāng)輸入差分信號幅度在（0.6~1.2）V 范圍變化時，和文獻(xiàn)[16] 和[21] 相比，本比較器的SFDR分別提升14 dB 與8.8 dB。

動態(tài)比較器是SAR ADC 設(shè)計中的一個關(guān)鍵單元，隨著CMOS 工藝尺寸不斷縮小，動態(tài)比較器的速度不斷提升，文獻(xiàn)^[17-19] 給出了幾種高速動態(tài)比較器的結(jié)構(gòu)，但是，比較器的等效輸入噪聲隨著比較器的速度增加而增加。為了實現(xiàn)高速低噪聲比較器，本文提出了一種比較器結(jié)構(gòu)，如圖7（a）所示，使用了互補型輸入結(jié)構(gòu)，針對輸入管M1、M2、M3 和M4 采用了襯底電壓自舉技術(shù)。比較器的輸出波形示意圖如圖7（b）所示，當(dāng)輸出信號D_p 和D_n 的值很接近時，比較器對噪聲很敏感，此時，比較器輸入級的MOS 工作在飽和區(qū)，此時，比較器可以看作1 個放大器，等效輸入噪聲可近似表示為：

圖8 跨導(dǎo)與漏電流隨耦合電容變化情況

這里的和分別表示比較器的等效輸入和輸出噪聲，R_OUT 表示比較器第1 級的輸出阻抗，gm 表示第1 級輸入級的跨導(dǎo)，為了實現(xiàn)低噪聲要求，需要更大的輸入級跨導(dǎo)或者更高的增益，通過增加輸出阻抗來提高增益使帶寬降低，從而影響速度。因此，可通過提高比較器第1 級跨導(dǎo)的方式來抑制噪聲。NMOS 管的跨導(dǎo)表達(dá)式可表示為：

圖9 比較器延遲對比情況

n 和COX 分別為電子遷移率和MOS 管氧化層電容，W/L 為MOS 管的寬長比，VGS，VSB 和VTH 分別為MOS管的柵- 源電壓，源- 襯底電壓和閾值電壓，其余值為常數(shù)。當(dāng)比較器工作在復(fù)位狀態(tài)時，clk1 和clk1n 分別為0 和1，M8 和M9 導(dǎo)通，M1 和M2 的襯底電壓（VB1）為0，M4 和M5 的襯底電壓（VB2）為1。當(dāng)比較器進(jìn)入比較狀態(tài)后，clk1 從0 變?yōu)?，M8 和M9 被clk1 和clk1n 關(guān)斷。因此，VB1 和VB2 的電壓分別被C1 和C2 耦合。這表明M1 和M2 的襯底電壓會增加，M4 和M5 的襯底電壓會降低。使M1、M2、M4 和M5 的閾值電壓降低，增加輸入管的跨導(dǎo)gm，從而達(dá)到降低比較器等效輸入噪聲的目的。因此，比較器速度和噪聲之間的矛盾被緩解了，襯底耦合電壓VB1、VB2 和C1、C2 之間的對應(yīng)關(guān)系如圖7（c）所示。跨導(dǎo)與漏電流隨耦合電容變化情況如圖8 所示，隨著C1 和C2 從0 變化到4 fF，跨導(dǎo)增加了51%，此時的漏電流小于1.5 nA。為了對文獻(xiàn)^[18-20] 中比較器和該論文提供的比較器的性能進(jìn)行對比，在65 nm CMOS 工藝下，對上述4 種結(jié)構(gòu)的比較器進(jìn)行了設(shè)計，該論文結(jié)構(gòu)中的C1 和C2 取值為4 fF。4 種比較器的后仿真延遲對比如圖9 所示，由圖9 可知，本論文提出的比較器的速度最快，其速度分別為文獻(xiàn)^[18] 和^[19] 的1.3 倍和1.2 倍，和文獻(xiàn)[21] 相比，平均延時被壓縮了17%。本論文提出的比較器結(jié)構(gòu)與文獻(xiàn)^[19] 和^[20]中比較器結(jié)構(gòu)的噪聲仿真對比如圖10 所示，本論文所提出的比較器結(jié)構(gòu)和文獻(xiàn)^[19] 和^[20] 相比，等效輸入噪聲分別減小了25% 和40%。

圖11 ADC芯片照片

4   電路測試結(jié)果

本文提出的SAR ADC 基于標(biāo)準(zhǔn)65 nm CMOS 工藝設(shè)計，圖11 為芯片照片，核心面積為0.13 mm×0.18 mm，靜態(tài)誤差如圖12 所示，DNL 為-0.75/+0.47 LSB，INL為-0.97/+0.93 LSB。輸入信號頻率為10 MHz 時，如圖13 所示，由于受到采樣開關(guān)寄生電容影響，未采用本文技術(shù)的SFDR 僅為65 dB，同時受到比較器噪聲影響，SNDR 僅為54.6 dB。如圖14 所示，采用本文技術(shù)不僅提高了采樣開關(guān)線性度，同時減小了比較器噪聲，SFDR 與SNDR 分別提升了9 dB 和4.3 dB。

圖12 DNL和INL測試結(jié)果

圖13 沒有采用本技術(shù)動態(tài)性能低頻測試結(jié)果

圖14 采用本技術(shù)動態(tài)性能低頻測試結(jié)果

圖15 采用本技術(shù)動態(tài)性能高頻測試結(jié)果

采用本技術(shù)動態(tài)性能高頻測試結(jié)果如圖15 所示，在萊奎斯特輸入頻率下，SFDR 為69 dB、SNDR 為56 dB。表1 為本設(shè)計SAR ADC 與其他研究進(jìn)行對比的結(jié)果，通過對比可知：本設(shè)計在較高的采樣速度下，有更好的線性度，更低的功耗和更低的優(yōu)值（FoM）。

表1 SAR ADC主要性能參數(shù)對比

5   結(jié)束語

本設(shè)計通過采用采樣管p 阱浮空技術(shù)，大大提升了采樣開關(guān)線性度，通過比較器輸入管的襯底電壓耦合技術(shù)，比較器不僅實現(xiàn)高速工作，同時實現(xiàn)低噪聲性能。通過上述技術(shù)，設(shè)計了一個10 位160 MSPS 采樣率的SAR ADC，在萊奎斯特采樣率下，SFDR 為69 dB，SNDR 為55.6 dB，功耗僅為2 mW，優(yōu)值為25.4 J/ 步。測試結(jié)果表明，上述技術(shù)提升了高速SAR ADC 的性能。

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（本文來源于《電子產(chǎn)品世界》雜志2021年12月期）