傳統(tǒng)上，同步采樣逐次逼近寄存器(SAR) ADC被視為是對主要由能源客戶提出的提供保護繼電器應(yīng)用的需求的響應(yīng)。在輸配電網(wǎng)絡(luò)中，保護繼電器監(jiān)測電網(wǎng)，以盡快對任何故障情況（過壓或過流）作出反應(yīng)，避免造成嚴(yán)重?fù)p壞。

為了監(jiān)測傳輸?shù)碾娫?，需要同步測量電流和電壓。電流是通過變壓器(CT)來測量的，在通過變壓器后，電流減小，提供隔離，并通過負(fù)載電阻轉(zhuǎn)換為電壓。電壓是通過電阻網(wǎng)絡(luò)來測量的，這是一個分壓器，它將電壓從kV范圍降至V范圍。ADI公司提供同步采樣ADC來監(jiān)測電壓和電流，以簡化雙器件、四器件或八器件的功率計算。圖1所示的信號鏈原理圖通常用于測量單相，多相電力系統(tǒng)的功率需要使用通道數(shù)量更高的數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)(DAS)，即8個通道對應(yīng)3個相位和1個中性相位。

圖1. 電源監(jiān)控應(yīng)用中的典型信號鏈。為簡潔起見，僅顯示一個相位。

何時使用外部前端電阻

雖然電阻輸入ADC被設(shè)計成直接與大多數(shù)傳感器連接，但在某些情況下，可能需要在模擬輸入前面增加外部電阻。例如，如果應(yīng)用需要額外的抗混疊濾波，或需要保護輸入不受過流故障影響，就可能出現(xiàn)上述這種情況。

• 抗混疊濾波器

盡管電阻輸入ADC通常提供一個內(nèi)部抗混疊濾波器，但許多應(yīng)用可能以較低的采樣頻率運行，因此，需要較低的轉(zhuǎn)折頻率。 一個常見的要求是：在每個工頻周期采集256個樣本，也就是說，對于50 Hz電網(wǎng)系統(tǒng)，采樣頻率(f S )為12.8 kSPS。

采樣頻率如此之低，所以需要在電阻ADC的輸入前面增加一個外部低通濾波器(LPF)，用于抑制高于6.4 kHz的頻率，即奈奎斯特頻率(f S /2)。這可以通過增加一個一階RC濾波器來實現(xiàn)。

• 輸入保護

在其他應(yīng)用示例中，特別是在保護繼電器市場中，在故障發(fā)生時，過電流可能會流入模擬輸入引腳。為免損壞器件，絕對最大額定值(AMR)指示須將輸入電流限制在10 mA以下。我們建議使用一個外部串聯(lián)電阻來限制這種潛在的輸入電流。

如果傳感器輸出電壓意外增大到±30 V，輸入箝位保護電路（可以傳輸高達±16.5 V的電壓）將開啟并傳輸大量電流，從而損壞該器件。在模擬輸入前面使用一個1.35 kΩ R FILTER ，如此，在過應(yīng)力期間，可以防止高于10 mA的電流流動；但是，我們建議使用更大的電阻（例如10 kΩ）來防止頻段達到最大限值。

圖2. AD7606輸入箝位保護特性。

在任何情況下，必須使用公式2中計算的大電阻（適用于抗混疊濾波器(AAF)或限流）中的一個來確保滿足兩種條件。但是，請注意，如果在故障狀態(tài)下模擬輸入信號的潛在過應(yīng)力低于±21 V，且無需使用外部AAF，則可能無需使用外部電阻。

外部電阻導(dǎo)致的誤差

引入此類外部電阻的缺點是，無論是用于額外濾波，還是用于保護器件免受大電流的影響，它們都會影響系統(tǒng)的精度。例如， AD7606經(jīng)過工廠調(diào)試，可以在整個溫度和電源范圍內(nèi)提供極低的偏置和增益誤差，分別為最大32 LSB1和6 LSB。但是，在增加外部無源器件之后，這些規(guī)格不再有效，因為系統(tǒng)增益誤差（系統(tǒng)將其視為電阻輸入ADC+前面的電阻）會增大到大于AD7606的增益誤差。系統(tǒng)設(shè)計師很關(guān)注這種系統(tǒng)增益誤差，因為這意味著他們必須自己執(zhí)行系統(tǒng)增益校準(zhǔn)，才能保證他們的最終產(chǎn)品能夠達到標(biāo)準(zhǔn)或最終用戶所要求的目標(biāo)精度。我們可以使用兩種方法執(zhí)行系統(tǒng)增益校準(zhǔn)：

• 在生產(chǎn)中執(zhí)行增益校準(zhǔn)，也就是說，生產(chǎn)的每個系統(tǒng)均需通過校準(zhǔn)程序測試，存儲校準(zhǔn)系數(shù)，然后使用這些系數(shù)來消除增益誤差。這與ADC在IC層面執(zhí)行的操作相似，但是是在系統(tǒng)層面。

• 對每個ADC樣本使用固定的校正因子。因為下一節(jié)給出的分析很詳細(xì)地講解了系統(tǒng)增益誤差，所以數(shù)字主機控制器會使用消除系統(tǒng)增益誤差的因子來乘以從ADC中獲取的每個樣本。后文稱之為后端校準(zhǔn)。

使用第一種解決方案可以實現(xiàn)出色精度，但需要很長時間進行出廠測試，這會大大增加產(chǎn)品的成本。第二種解決方案雖然更便宜，但不那么精準(zhǔn)，因為它是基于ADC的典型輸入阻抗，且使用控制器資源，在有些情況下，會受到限制。有時候，為了避免這兩種復(fù)雜情況，客戶可能會選擇使用一個很大的輸入阻抗，在這種情況下，前端電阻導(dǎo)致的誤差會降低，使得系統(tǒng)精度隨之提高。通過使用這種方法，問題從系統(tǒng)問題轉(zhuǎn)變?yōu)镮C問題。但是，這可能不是最有效的方法，因為增加輸入阻抗意味著必須開發(fā)新的解決方案，這需要時間，且會導(dǎo)致產(chǎn)生新的問題，例如會因這些更大的片內(nèi)電阻導(dǎo)致更高的噪聲。AD7606B 和 AD7606C 具有片內(nèi)增益校準(zhǔn)功能，可以消除外部電阻導(dǎo)致的系統(tǒng)增益誤差，在不經(jīng)校準(zhǔn)的情況下實現(xiàn)出色精度，避免增加系統(tǒng)解決方案的成本。

增益誤差

PGA的增益取決于反饋電阻(R FB )，它可以編程設(shè)置模擬輸入范圍和輸入阻抗(R IN )，這個值是固定的，典型值為1 MΩ。這些電阻經(jīng)過調(diào)整，可以正確設(shè)置PGA增益，將±10 V或±5 V的模擬輸入信號(AIN+/-)縮放到ADC輸入范圍，即±4.4 V，如圖3所示。

圖3. AD7606內(nèi)部PGA。僅以±10 V范圍為例。

但是，在PGA前面增加一個串聯(lián)電阻（我們將其稱為R FILTER ）時，增益會改變（偏離理想值）。這個電阻實際上是改變了公式3中的分母；所以，系統(tǒng)增益會低于其調(diào)整增益。

圖4. AD7606的模擬輸入（V X+ 和V X- ）前面的串聯(lián)電阻會改變系統(tǒng)增益。

例如，如果在AD7606前面使用一個30 kΩ電阻，那么10 V輸入信號在到達ADC輸出端時，將不再是10 V信號，因為AD7606的PGA輸出也不再是4.4 V。PGA輸出將為4.2718 V，如果我們繪圖表示這個新理論系統(tǒng)增益轉(zhuǎn)換函數(shù)，則可以看出，增益誤差為約–3%，具體如圖5所示。

圖5. PGA輸出的幅度隨R FILTER 的增大而減小。(a) 顯示PGA輸出（單位：V），(b) 顯示PGA輸出電壓（FS的百分比）。

我們可以使用以下公式計算增益誤差（R FILTER 的函數(shù)）：

為了便于評估，我們可以通過圖表來表示公式5，作為系統(tǒng)增益誤差，顯示與滿量程(FS)之間的%和與R FILTER 之間的關(guān)系，如圖6所示。

圖6. 系統(tǒng)增益誤差（FS的%），與AD7606中的外部 R FILTER 電阻（1 MΩ輸入阻抗）呈函數(shù)關(guān)系。

圖7. 因為輸入阻抗更高(5 MΩ)，所以AD7606B的PGA輸出幅度受外部R FILTER 的影響更小。

AD7606B/AD7606C

在AD7606B項目開發(fā)期間，指定的三款產(chǎn)品的輸入阻抗和分辨率如表1所示。

表1. AD7606B項目類型、典型的輸入阻抗和分辨率

在任何一種情況下，無論RIN是5 MΩ或1.2 MΩ，串聯(lián)電阻(R FILTER )越大，系統(tǒng)增益越低，也就是說，增益誤差越大。但是，R IN 越大，R FILTER 造成的影響越小，如公式5所示。理論上，對于高達50 kΩ的電阻，系統(tǒng)增益誤差從幾乎5%降低到1%。 圖8中5 MΩ和1 MΩ輸入阻抗器件的對比顯示了電阻對系統(tǒng)增益誤差的影響。

圖8. 基于輸入阻抗(R IN )的系統(tǒng)增益誤差（FS的%）比較。

在某些應(yīng)用中，這種增益誤差是可以接受的。誤差如此之低，便無需如以前一樣執(zhí)行系統(tǒng)校準(zhǔn)，這是在設(shè)計PGA時采用更高的輸入阻抗所要達成的目標(biāo)。但是，在其他一些應(yīng)用中，1%的系統(tǒng)增益誤差仍然可能超過行業(yè)標(biāo)準(zhǔn)或客戶要求，所以仍然需要進行校準(zhǔn)。

后端校準(zhǔn)與片內(nèi)校準(zhǔn)

傳統(tǒng)校準(zhǔn)一般發(fā)生在系統(tǒng)出廠測試期間。該流程旨在：

• 連接零電平(ZS)輸入，測量失調(diào)誤差。

• 消除這種失調(diào)。

• 連接滿量程(FS)輸入，測量增益誤差。

• 消除增益誤差。

但是，在這種情況下，因為可以通過公式5清楚了解該系統(tǒng)增益誤差，所以可以通過對數(shù)據(jù)實施后期處理，從控制器這一端輕松消除這種誤差，也就是說，增加一個校準(zhǔn)因子(K)來恢復(fù)公式4中引入的誤差，使得得出的系統(tǒng)增益在經(jīng)過校準(zhǔn)之后，變得與公式3中定義的理想增益類似。

我們將這種方法稱為后端增益校準(zhǔn)，它有兩大缺點：

• 它會消耗控制器端（微控制器/DSP/FPGA）的資源。

• 它假設(shè)R IN 為其典型值，而這些電阻具有15%的公差，所以因器件而異。

將 R IN 值從最小值增加到最大值，但保持校準(zhǔn)因子(K)不變，從公式6和圖10可以看出，校準(zhǔn)精度如何隨內(nèi)部電阻公差變化，對于用戶來說，這是無法預(yù)測的。

圖9. 后端校準(zhǔn)模塊。假設(shè)R IN 的典型值，且已知外部電阻值R FILTER ，對主機控制器執(zhí)行校準(zhǔn)。

圖10顯示在經(jīng)過后端校準(zhǔn)后，理論增益誤差與R FILTER 呈函數(shù)關(guān)系，許多輸入阻抗值都在AD7606的15%公差范圍內(nèi)。如果輸入阻抗與數(shù)據(jù)手冊中的典型規(guī)格（綠線）相同，表示后端校準(zhǔn)完全消除了R FILTER 導(dǎo)致的增益誤差。但是，如果在最壞情況下，控制器假設(shè)R IN = 1.2 MΩ（AD7606C-16數(shù)據(jù)手冊中給出的典型輸入阻抗），但電阻實際上為1 MΩ（數(shù)據(jù)手冊中給出的最小值），那么后端校準(zhǔn)會不準(zhǔn)確，在R FILTER = 30 kΩ這個給定值下，得出的增益誤差會大于0.5%，無法滿足行業(yè)標(biāo)準(zhǔn)的要求。

圖10. 后端校準(zhǔn)誤差取決于實際R IN 值。

圖11. 片內(nèi)校準(zhǔn)模塊。僅以一側(cè)通道為例。

AD7606B和AD7606C提供片內(nèi)增益校準(zhǔn)功能，在創(chuàng)建高精度數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)時更具優(yōu)勢。無需消耗主機控制器的資源，也無需在出廠測試期間執(zhí)行任何測量，即可輕松使用和實現(xiàn)最低的系統(tǒng)增益誤差。每個通道有一個寄存器，您可以將R FILTER 值寫入該寄存器，ADC之后有一個數(shù)字模塊，會以數(shù)字方式補償這個電阻增加的誤差。這個用戶可編程的數(shù)字模塊可以補償增益、失調(diào)和相位誤差，本文只介紹增益誤差。這個片內(nèi)增益校準(zhǔn)模塊可以獲知準(zhǔn)確的輸入阻抗(R IN )，所以它始終比后端校準(zhǔn)更精準(zhǔn)，與實際的R IN 和R FILTER 值無關(guān)。

這個8位寄存器表示R FILTER 整數(shù)變量，可以對高達64 kΩ的電阻實施補償，分辨率為1024 Ω。因為這種離散分辨率，如果R FILTER 不是1024的倍數(shù)，會產(chǎn)生舍入誤差。圖12中的圖表顯示后校準(zhǔn)誤差如何保持在±0.05%以下，不受R FILTER 和R IN 影響（在計算校準(zhǔn)系數(shù)(K)時會使用這兩個值），不假設(shè)R IN 等于其典型值，而是使用內(nèi)部實際測量得出的RIN值。如果與圖10相比，以R FILTER = 30 kΩ為例，這意味著誤差降低高達10倍。這個誤差與R FILTER 完全無關(guān)，R FILTER 越大，誤差降低的幅度越大。

圖12. 片內(nèi)校準(zhǔn)模塊，按照通道。

因為輸入阻抗誤差會影響校準(zhǔn)精度，所以R FILTER 誤差也會影響校準(zhǔn)精度。但是，請大家注意三點：

• R FILTER 比R IN 小得多，且分立式電阻公差一般也優(yōu)于內(nèi)部1 MΩ輸入阻抗公差。

• 在后端校準(zhǔn)和片內(nèi)校準(zhǔn)方案中，都會用到R FILTER 公差導(dǎo)致的誤差。

• 用戶可以通過使用公差更低的分立式電阻來最小化R FILTER 公差。

我們可以在啟用片內(nèi)校準(zhǔn)功能的情況下執(zhí)行類似研究，假設(shè)R FILTER 在最糟糕的公差下，以比較不同的常用公差：5%、1%和0.1%。

圖13. R FILTER 分立式電阻公差對片內(nèi)校準(zhǔn)功能精度的影響（最糟糕情況下）。

試驗臺驗證

• 輸入阻抗產(chǎn)生的影響

根據(jù)之前的理論分析，從圖14和圖15所示的測試數(shù)據(jù)可以看出，輸入阻抗(R IN )高達5倍時，R FILTER 電阻對系統(tǒng)增益誤差的影響會降低大約5。例如，AD7606 (R IN = 1 MΩ)前面的20 kΩ電阻會導(dǎo)致約1%的誤差，而這個電阻位于AD7606B (R IN = 5 MΩ)前面時，只會導(dǎo)致約0.2%的誤差。但是，只需打開片內(nèi)增益校準(zhǔn)功能，即可進一步改善精度。無需執(zhí)行任何測量；只需寫入R FILTER 值，四舍五入取最近的1024 Ω的倍數(shù)。如此，會將誤差大幅較低至低于0.01%，如圖14所示。請注意，這個誤差實際上是總非調(diào)整誤差(TUE)，包括所有的誤差源，因為：

• 假設(shè)基準(zhǔn)電壓源和基準(zhǔn)電壓源緩沖器都是理想的。沒有去除與2.5 V基準(zhǔn)電壓源或4.4 V基準(zhǔn)電壓源緩沖器輸出之間的偏差。

• 假設(shè)在寫入值下，該電阻是理想的，即使存在1%的公差。沒有去除與預(yù)期電阻值之間的偏差。

• 沒有從測量值中去除失調(diào)誤差，包括AD7606x失調(diào)誤差或前端電阻之間的不匹配。

圖14. 在啟用片內(nèi)增益校準(zhǔn)時，AD7606B的總誤差。

圖15. (a) AD7606C-16在啟用和不啟用片內(nèi)增益校準(zhǔn)時，系統(tǒng)增益誤差與R FILTER 呈函數(shù)關(guān)系，(b) 片內(nèi)校準(zhǔn)圖上的特寫。

表2. 在給定RFILTER下，不同泛型（校準(zhǔn)和未校準(zhǔn)狀態(tài)下）的總誤差(%)

AD7606C-16和AD7606C-18的輸入阻抗與AD7606B和AD7606不同，為1.2 MΩ（典型值）。因為輸入阻抗更低，所以該系列中的這些泛型可以實現(xiàn)更低的噪聲和更高的SNR性能。另一方面，在模擬輸入前面使用一個電阻時，它們的系統(tǒng)增益誤差相似。通過啟用片內(nèi)增益校準(zhǔn)，可以再次大幅降低誤差，降低到0.03%以下。

總之，外部前端電阻(R FILTER )導(dǎo)致的增益誤差和片內(nèi)校準(zhǔn)功能的精度都取決于輸入電阻(R IN )，在每個器件內(nèi)部該值都是已知的。對這三個類型，如果不進行校準(zhǔn)，那么增益誤差隨R FILTER 呈線性變化，表2顯示在3個給定的R FILTER 值下，三個類型之間的比較，以及它們?nèi)绾瓮耆皇苓@些電阻值影響。

可以將這個實際數(shù)據(jù)與AD7606B/AD7606C部分中獲取的理論數(shù)據(jù)進行比較。作為示例，圖16在同一個圖中顯示在啟用片內(nèi)校準(zhǔn)時，從AD7606C-16上采集的與R FILTER 呈函數(shù)關(guān)系的總誤差，以及基于圖13中的理論分析計算得出的最糟糕誤差。盡管測試所得的誤差數(shù)據(jù)實際上是總非調(diào)整誤差（未去除失調(diào)或線性誤差），它們?nèi)匀坏陀诶碚摂?shù)值。這表明，首先，增益誤差是器件總非調(diào)整誤差的主要部分，其次，用在電阻輸入ADC前面的真實電阻的公差在1%指定公差范圍內(nèi)。

圖16. AD7606C-16的實際結(jié)果與理論分析結(jié)果之間的比較。

在任何情況下，確認(rèn)總DC誤差始終小于±0.1% FS，這是許多應(yīng)用的目標(biāo)，且無需進行校準(zhǔn)，只需將置于前方的電阻的值寫入ADC，只要低于65 kΩ ±1%，則與其值無關(guān)。

• 片內(nèi)校準(zhǔn)與后端校準(zhǔn)（測試結(jié)果）

如理論研究部分所述，可以在控制器一端（MCU、FPGA、DSP）使用簡單的校準(zhǔn)系數(shù)。但是，這樣有兩大缺點：需要額外的控制器資源，以及器件與器件之間的輸入阻抗差異會導(dǎo)致誤差。為了顯示與后端校準(zhǔn)相比，片內(nèi)校準(zhǔn)所具備的優(yōu)勢，我們測量了一系列AD7606C-18裝置（在圖17中，受測裝置(UUT)的編號為1到4），在測量時，假設(shè)輸入阻抗始終為典型值(R IN = 1.2 MΩ)。

• 如圖17a所示，UUT #1可以出色完成校準(zhǔn)，可與片內(nèi)校準(zhǔn)相媲美。這意味著它的實際輸入阻抗(R IN )非常接近典型值。

• UUT #2至#4顯示出一定偏差，這意味著實際輸入阻抗(R IN )稍微高于典型值。

• 片內(nèi)校準(zhǔn)（在所有4個圖中，以深藍色顯示）保持所有裝置和R FILTER 值的總誤差均低于0.03%。

圖17. 四個AD7606C-18單元之間的片上校準(zhǔn)和后端校準(zhǔn)比較。

在后端控制器中使用校準(zhǔn)系數(shù)時，并不考慮PGA的實際輸入阻抗，這意味著器件與器件之間的差異會導(dǎo)致后校準(zhǔn)誤差。但是，片內(nèi)校準(zhǔn)會從內(nèi)部測量輸入阻抗，所以校準(zhǔn)結(jié)果更準(zhǔn)確，且與置于前面的R FILTER 和實際R IN 阻抗無關(guān)。這種更低的后校準(zhǔn)誤差有助于我們實現(xiàn)更高效、易于使用且精準(zhǔn)的系統(tǒng)設(shè)計，這是除開"無需對控制器的每個單獨的ADC數(shù)據(jù)點執(zhí)行后處理，避免消耗資源"這個優(yōu)勢以外的另一個優(yōu)勢。

結(jié)論

電阻輸入同步采樣ADC是一種完整的解決方案，所有信號鏈模塊均在芯片上，提供出色的AC和DC性能，易于使用，可以直接與傳感器連接。 正如某些應(yīng)用指明，需要在模擬輸入前面增加外部電阻。 這些外部電阻會增大系統(tǒng)的精度誤差，導(dǎo)致上市時間延長，且會增加額外的校準(zhǔn)成本。 ADI公司推出AD7606B系列新型阻抗輸入ADC，幫助解決這一問題。 該解決方案包括更大的輸入阻抗和片內(nèi)校準(zhǔn)功能，可以幫助降低外部電阻導(dǎo)致的誤差。