引 言

隨著近年來(lái)數(shù)字處理電路電壓的不斷降低，電源功率密度的不斷提高，對(duì)于電源次級(jí)整流的要求越來(lái)越高。整流器件已從最初的肖特基二極管整流，發(fā)展到用同步整流開(kāi)關(guān)管替代二極管，以降低功耗。目前，控制同步整流開(kāi)關(guān)管的方法主要有分立式和基于鎖相環(huán)的控制芯片兩種。用分立元件實(shí)現(xiàn)同步整流的缺點(diǎn)是響應(yīng)過(guò)慢，系統(tǒng)可靠性相對(duì)差。單芯片同步整流是基于鎖相環(huán)技術(shù)的，從初級(jí)取信號(hào)同步控制次級(jí)整流開(kāi)關(guān)管，這種方法的缺點(diǎn)是不能保證在間隔模式(輕載或空載時(shí)發(fā)生)下可靠操作。

智能同步整流(smartrectifier )技術(shù)相對(duì)這兩種方法有明顯的優(yōu)勢(shì)，它檢測(cè)的是次級(jí)開(kāi)關(guān)管電壓，完全不依賴初級(jí)信號(hào)，并且響應(yīng)很快。

同步整流

以一個(gè)6a/5v的反激型電路為例。如圖1所示，左圖為使用二級(jí)管作為次級(jí)整流器件，右圖為使用同步整流開(kāi)關(guān)管作為整流器件。兩種方式的器件壓降、功耗和器件體積如表1所示。

然而，目前驅(qū)動(dòng)同步整流開(kāi)關(guān)管需要相對(duì)復(fù)雜的線路。最常見(jiàn)的方法有分立式自驅(qū)動(dòng)和單芯片鎖相環(huán)兩種。

第一種方法的性能往往不是很好，原因是同步整流開(kāi)關(guān)管的寄生二極管導(dǎo)通時(shí)間很長(zhǎng)， 另一個(gè)原因是柵極驅(qū)動(dòng)電壓是變化的。為了控制柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)以防止它們?cè)谇袚Q過(guò)程中出現(xiàn)同時(shí)導(dǎo)通的現(xiàn)象，必須采用特殊的電路，例如在副邊使用pwm控制器 ，或者使用耦合器件把切換信息從原邊傳送到副邊。這增加了電源轉(zhuǎn)換器的復(fù)雜程度。通常利用兩個(gè)電流傳感器，兩個(gè)高速比較器和兩個(gè)大電流、低延時(shí)的驅(qū)動(dòng)器，響應(yīng)慢，可靠性低。

單芯片鎖相環(huán)驅(qū)動(dòng)方法利用初級(jí)關(guān)斷時(shí)在次級(jí)產(chǎn)生的電壓信號(hào)開(kāi)啟同步整流開(kāi)關(guān)管。這種方法需要較多的外圍元器件。當(dāng)電路進(jìn)入間隔模式，次級(jí)整流實(shí)際上并不與初級(jí)信號(hào)同步，這樣芯片只能采用邏輯方法禁止輸出，從而無(wú)法控制同步整流開(kāi)關(guān)管，仍然依靠開(kāi)關(guān)管寄生二極管整流。

智能同步整流原理

ir1167芯片中通過(guò)檢測(cè)整流開(kāi)關(guān)管的漏源電壓，與三個(gè)內(nèi)部闕值電平(參見(jiàn)圖3)vth1 、vth2 和vth3比較，選擇合適時(shí)機(jī)，讓同步整流開(kāi)關(guān)管開(kāi)通和關(guān)斷。

開(kāi)通同步整流開(kāi)關(guān)管

ir1167的應(yīng)用如圖2所示，以單端反激型電路斷續(xù)模式為例。當(dāng)初級(jí)開(kāi)關(guān)關(guān)斷后，電流轉(zhuǎn)移到次級(jí)的同步整流開(kāi)關(guān)管的寄生二極管（此時(shí)開(kāi)關(guān)管尚未開(kāi)通），如圖4所示id_sec，這將產(chǎn)生一個(gè)較高的負(fù)向vds_sec電壓（遠(yuǎn)高于因電流流過(guò)導(dǎo)通電阻產(chǎn)生的壓降）。此負(fù)向電壓將會(huì)達(dá)到ir1167開(kāi)通比較電平闕值vth2，使同步整流開(kāi)關(guān)管開(kāi)通，電流流過(guò)開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通溝道，vds壓降下降。伴隨這個(gè)壓降下降過(guò)程的是一些電壓抖動(dòng)，這可能使得開(kāi)關(guān)管 vds 下降到vth1，使開(kāi)關(guān)管再次關(guān)斷。所以，ir1167芯片加入最小導(dǎo)通時(shí)間來(lái)防止誤關(guān)斷。這個(gè)最小導(dǎo)通時(shí)間可通過(guò)一個(gè)外部電阻設(shè)定。

同時(shí)，這個(gè)可編程的最小導(dǎo)通時(shí)間（mot）限制了次級(jí)最小占空比，相當(dāng)于限制了初級(jí)的最大占空比。

關(guān)斷同步整流開(kāi)關(guān)管(反激型電路斷續(xù)模式)

同步整流開(kāi)關(guān)管開(kāi)通后，由于整流過(guò)程中電流逐漸減小，vds的絕對(duì)值也會(huì)減小，當(dāng)它減小到vth1時(shí)，開(kāi)關(guān)管關(guān)斷。不同的模式，關(guān)斷的情況有所不同。

在斷續(xù)模式下，關(guān)斷時(shí)的di/dt相對(duì)較低。一旦達(dá)到關(guān)斷條件( vds減小到關(guān)斷闕值vth1)，殘余的電流轉(zhuǎn)到寄生二極管， vds上升， vds可能會(huì)達(dá)到vth2 ，這會(huì)導(dǎo)致誤開(kāi)通。所以在關(guān)斷開(kāi)關(guān)管后，ir1167內(nèi)部設(shè)置了消隱時(shí)間tblank (如圖4所示) ，保證在關(guān)斷后的消隱時(shí)間內(nèi)不做動(dòng)作。當(dāng)vds 達(dá)到 vth3后，消隱時(shí)間結(jié)束，ir1167復(fù)位，為下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期做好準(zhǔn)備。

關(guān)斷同步整流開(kāi)關(guān)管(反激型電路連續(xù)模式)

如圖5，電路工作在連續(xù)模式，整流過(guò)程中電流逐漸減小， vds也會(huì)隨之減小。當(dāng)初級(jí)開(kāi)關(guān)再次開(kāi)通，通過(guò)次級(jí)同步整流開(kāi)關(guān)管的電流會(huì)迅速減小，使 vds減小至vth1 ，整流開(kāi)關(guān)管關(guān)斷。與另兩種模式所不同的是，在連續(xù)模式下，會(huì)有剩余電流從次級(jí)轉(zhuǎn)移到初級(jí)。所以，關(guān)斷時(shí)機(jī)在連續(xù)模式中更為重要以避免初級(jí)和次級(jí)同時(shí)導(dǎo)通。同時(shí)，準(zhǔn)確的關(guān)斷有利于減小開(kāi)關(guān)損耗。顯然， 在電流到零時(shí)是關(guān)斷整流開(kāi)關(guān)管的最佳時(shí)機(jī)?？紤]到ir1167內(nèi)部邏輯延時(shí) (規(guī)格書(shū)中所示tdoff) 和門(mén)極完全放電時(shí)間(門(mén)極回路時(shí)間常數(shù)的三倍，t_{gate off}=(r_{g fet}+r_{g}+r_{down}) c_{sync}式中三個(gè)阻值分別為開(kāi)關(guān)管門(mén)極阻抗、外部門(mén)極阻抗和驅(qū)動(dòng)下拉阻抗)，應(yīng)提前給出關(guān)斷信號(hào)。 時(shí)間常數(shù)通常在 100ns以內(nèi)。

智能同步整流技術(shù)優(yōu)勢(shì)

降低開(kāi)關(guān)損耗

圖6為用ir1167驅(qū)動(dòng)同步整流開(kāi)關(guān)管時(shí)的門(mén)極特性圖。定義門(mén)極總電荷qg 、門(mén)極到漏極電荷 qgd 以及對(duì)應(yīng)的門(mén)極電壓vgs。因?yàn)閕r1167是使整流開(kāi)關(guān)管的寄生二極管先通過(guò)電流，再打開(kāi)開(kāi)關(guān)管。開(kāi)關(guān)管打開(kāi)前漏源電壓已經(jīng)降低，所以開(kāi)通電荷不包括密勒電荷。圖6中黑線為常規(guī)的開(kāi)關(guān)開(kāi)通時(shí)門(mén)極特性曲線，虛線所示為應(yīng)用ir1167時(shí)開(kāi)關(guān)開(kāi)通的情況。前者所需開(kāi)通電荷為qg，后者所需的開(kāi)通電荷為qg qgd，這樣就降低了開(kāi)關(guān)損耗，提高了系統(tǒng)效率。