在許多應(yīng)用場合，往往需要精確的速度控制，而傳統(tǒng)的以單片機為核心的控制系統(tǒng)，由于本身運算能力不強，指令效率低，外圍電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜，使得交流電機的復(fù)雜控制的應(yīng)用受到了限制。ti公司于1997年推出的專用于電機控制的tms320f24x的dsp處理器，集強大的運算能力與專用于電機控制的外設(shè)于一體，使這種需要成為了可能。本控制系統(tǒng)充分利用了dsp提供的各種功能，設(shè)計了結(jié)構(gòu)簡單的交流電動機vvvf控制系統(tǒng)，該系統(tǒng)用于驅(qū)動igbt逆變器。本文重點對u／f曲線的選擇、svpwm的控制策略，母線電壓波動時pwm輸出波形的補償以及軟件構(gòu)成作了重點討論。在本文后面給出了實驗波形，實驗波形表明該系統(tǒng)具有較好的性能。

2　控制結(jié)構(gòu)

本系統(tǒng)采用了vvvf的變頻控制方法，具體的控制結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示。

2.1　u／f比的選擇
　　
（1）線性0：電機電壓在0 hz到弱磁點的恒磁通范圍內(nèi)隨頻率線性變化，弱磁點對應(yīng)的電機電壓為額定電壓，線性u／f比應(yīng)用于近似于恒轉(zhuǎn)矩場合的壓降不可忽略，若實現(xiàn)恒轉(zhuǎn)矩控制將對電壓補償，如圖2中的虛線部分所示。
　　
（2）平方性1：電機電壓隨頻率的變化在0 hz到弱磁點的范圍內(nèi)按一條平方曲線，弱磁點以下是欠磁運行，產(chǎn)生的轉(zhuǎn)矩和機電噪聲都較小。u／f比可用于負(fù)載的轉(zhuǎn)矩的需求正比于轉(zhuǎn)速平方的場合，例如離心泵與風(fēng)機。

2.2　svpwm軟件實現(xiàn)
　　
在電機驅(qū)動中，廣泛應(yīng)用了pwm控制技術(shù)，pwm就是利用半導(dǎo)體開關(guān)器件的導(dǎo)通與關(guān)斷把直流電壓變成脈沖列，并通過控制脈沖寬度和脈沖列的周期以達(dá)到變壓、變頻及控制和消除諧波的目的。隨著電氣傳動系統(tǒng)對其控制性能的要求不斷提高，人們對pwm控制技術(shù)展開了深入研究：從最被追求電壓波形正弦，到電流波形正弦，再到磁通的正弦，pwm控制技術(shù)不斷創(chuàng)新和完善，如本文中所用的空間電壓矢量pwm（控制磁通正弦）就是一種優(yōu)化的pwm方法，能明顯減少逆變器輸出電流的諧波成分及電機的諧波損耗，降低脈動轉(zhuǎn)矩。由于其控制簡單，數(shù)字化實現(xiàn)方便，目前已有替代傳統(tǒng)spwm的趨勢。
　　
在軟件實現(xiàn)時，svpwm波形的實時調(diào)制需要給定參考兩相靜止坐標(biāo)系上的兩個正交電壓分量vsαref和vsβref，直流母線電壓vdc，以及pwm周期t。
　　
（1）判斷矢量vsref所處的扇區(qū)　通過分析vsαref／vsβref的值與vsαref和vsβref的關(guān)系，可得到如下規(guī)律：

則扇區(qū)sector＝a＋2b＋4c

svpwm的空間矢量和扇區(qū)的劃分以及第3扇區(qū)的空間矢量的合成如圖3所示。
　　
（2）計算逆變器相鄰兩個電壓空間矢量工作導(dǎo)通時間t1、t2

為了方便說明，定義中間變量x、y、z

在線性工作區(qū)對于不同扇區(qū)對應(yīng)的工作周期t1、t2按表1取值：

在非線性區(qū)飽和情況下的計算：

其中pwmprd為周期寄存器的值，在控制程序中該值為1000。

（3）計算三個所需的工作周期，表示如下：

根據(jù)扇區(qū)，把正確的工作周期（tx）分配給電機的正確相，也就是正確的cmprx。下面的表2給出了確定方法。圖4給出了第3扇區(qū)pwm開通模式以及cmprx的取值。

2.3　母線電壓檢測與pwm輸出的修正（或補償）
　　
本文采用對母線電壓的檢測來修正（或補償）pwm的輸出。在理想的情況下，逆變器的pwm輸出可認(rèn)為是隨母線電壓固定不變而保持穩(wěn)定的，但實際的系統(tǒng)中，母線電壓是隨負(fù)載的變化而變化的，如果忽視了這種變化，逆變器的輸出就會發(fā)生畸變，從而引入低次的諧波。如果pwm的占空比能根據(jù)母線電壓的變化得到修正，那么逆變器的輸出就不會受母線電壓變化的影響。

下面以a相pwm為例介紹一種母線電壓變化的校正方法。
　　
在理想的情況下，一個采樣周期中定子a相電壓值可表示為：

其中cmprd為周期寄存器的值，在控制程序中該值為1000。
　　
實際系統(tǒng)中，由于電容兩端的電壓有波動，一個采樣周期中定子a相電壓值可表示為：

式中為實際檢測到的電容兩端的電壓值，為一個pwm周期的igbt的開通時間的一半，即cmpr1的修正值。

a相電壓的補償值能根據(jù)上面兩個方程由等式可計算校正值：

同理可得到校正b、c相電壓的
　　
母線電壓的采樣用lem電壓傳感器，lem采用±15v直流供電，并使電壓檢測回路與主回路隔離。為了實現(xiàn)10 khz的開關(guān)頻率，每100μs需采樣電壓一次。為此pwm采用周期為10 khz的對稱的pwm方式，在定時器1（專用pwm）的周期匹配時啟動a／d轉(zhuǎn)換。這樣使cpu的干擾最少。

3　軟件構(gòu)成
　　
基于tms320f240的軟件算法的流程圖如圖5所示。
　　
本軟件在實現(xiàn)電機的實時控制過程中只調(diào)用一次定時器下溢中斷，中斷周期為100μs。在中斷服務(wù)程序中完成的功能包括：設(shè)置v／f曲線模式、電壓信號采樣、鍵盤掃描和全部的計算，在程序等待循環(huán)的時間內(nèi)執(zhí)行顯示功能。

4 實驗結(jié)果

本文中將控制器輸出通過igbt模塊直接驅(qū)動電機。該電機為三相交流異步電機（380 v，30kw），定子線圈采用星型接法，并帶一它勵直流發(fā)電機110v，3kw作為負(fù)載，使用tektronix記憶示波器tds340 a（100 mhz），110的探頭。dsp控制板輸出pwm波形和濾波后的電壓波形以及帶負(fù)載測得的電流波形如圖6所示。

5　結(jié)論
　　
本系統(tǒng)基于tms320f240實現(xiàn)對交流電機的變頻調(diào)速控制，開關(guān)頻率高，諧波分量少。在控制過程中每執(zhí)行一次采樣調(diào)用一次中斷，在中斷服務(wù)程序中完成信號采樣、鍵盤掃描和全部的計算等任務(wù)，在程序等待循環(huán)的時間內(nèi)執(zhí)行顯示功能，由于tms320f240的指令周期為50 ns，使得整個程序完成的時間不到40μs，這樣大大提高了運算效率。與其它單片機，例如51系列，96系列等相比較，在實現(xiàn)svpwm控制時，軟件編寫簡單，每周期內(nèi)中斷次數(shù)少，實時性更好，而cpu的負(fù)擔(dān)也不到40％，這樣cpu可以有很大能力去完成其它的任務(wù)，實現(xiàn)更復(fù)雜、功能更全的控制。