對于其他兩路輸出，只需在輸出端分別加上濾波電容。其中R3、R4分別為輸出的假負載，它們能降低各自輸出端的空載和輕載電壓。

反饋環(huán)節(jié)設計

反饋同路主要由PC817和TL431及若干電容、電阻構成。其中U2為TL431，它為可調試精密并聯(lián)穩(wěn)壓器，利用電阻R5、R6分壓獲得基準電壓值。通過調節(jié)R5、R6的值可以調節(jié)輸出電壓的穩(wěn)壓值。C8為TL431的頻率補償電容，可以提高TL43l的瞬態(tài)頻率響應。C7為軟啟動電容，取C7=22μF時可增加4ms的軟啟動時間，在加上TOP222G本身已有的10ms軟啟動時間，則總共為14ms。

U3為PC817型線性光耦合器，其電流傳輸比(CTR)范圍為80%～160%，，能夠較好地滿足反饋回路的設計要求，而目前國內常用的4N25、 4N26屬于非線性光耦合器，不宜采用。反饋繞組上產生的電壓經D4、C9整流濾波，獲得非隔離式+12V輸出，為PC817接收管的集電極供電。由于反饋繞組輸出電流較小，次級采用D4硅高速開關管1N4148。光耦PC817能將+5V輸出與電網隔離，其發(fā)射極電流送至TOP222G的控制端，用來調節(jié)占空比。

C3為控制端旁路電容，它能對控制回路進行補償并設定自動重啟頻率。當C3=47μF時，自動重啟頻率為1.2Hz，即每隔0.83s檢測一次調節(jié)失控故障是否已經被排除，若確認已被排除，就自動重啟開關電源恢復正常工作。

R2為PC817中LED的外部限流電阻。實際上除了限流保護作用外，他對控制回路的增益也具有重要影響。當R2改變時，會依次影響到下列參數值：IF→IC→D→UO，也就相當于改變了控制回路的電流放大倍數。

下面簡要分析一下反饋回路實現(xiàn)穩(wěn)壓的工作原理。當輸出電壓UO發(fā)生波動且變化量為UO時，通過取樣電阻R5、R6分壓后，就使TL431的輸出電壓UK 也產生相應的變化，進而使PC817中LED的工作電流IF改變，最后通過控制端電流IC的變化量來調節(jié)占空比D，使UO產生相反的變化，從而抵消UO的波動。上述穩(wěn)壓過程可歸納為：

UO ↑→UK ↓→IF ↑→IC ↑→D ↓→UO↓→最終使UO不變。

其余各路輸出未加反饋，輸出電壓均由高頻變壓器的匝數來確定。變壓器設計

變壓器的設計是整個電源設計的關鍵，它的好壞直接影響電源性能。

磁芯及骨架的確定

由于本文選用漆包線繞制，而且EE型磁芯的價格低廉，磁損耗低且適應性強，故選擇EE22，其磁芯長度A=22mm。從廠家提供的磁芯產品手冊中可查得磁芯有效橫截面積SJ=0.41cm2，有效磁路長度1=3.96cm，磁芯等效電感AL=2.4μH/匝2，骨架寬度b=8.43mm。

確定最大占空比Dmax

根據公式：

其中，UOR=135V，直流輸入最小電壓值UImin=90V，MOSFET的漏-源導通電壓UDS(ON)=10V，代入上式得：Dmax=64.3%，接近典型值67%。Dmax隨著輸入電壓的升高而減小。

計算初級線圈中的電流

輸入電流的平均值IAVG為：

初級峰值電流IP為：

其中，KRP為初級紋波電流IR與初級峰值電流IP的比值，當電壓為寬范圍輸入時，可取0.9。將Dmax=64.3%代入得，IP=0.518A。

次級繞組采用堆疊式繞法，這也是變壓器生產廠家經常采用的方法，其特點是由5V繞組給12V繞組提供部分匝數，而24V繞組中則包含了5V、12V的繞組和新增加的匝數。堆疊式繞法技術先進，不僅可以節(jié)省導線，減小線圈體積，還可以增加繞組之間的互感量，加強耦合程度。以本電源為例，當5V輸出滿載而12V 和24V輸出輕載時，由于5V繞組兼作12V、24V繞組的一部分，因此能減小這些繞組的漏感，可以避免因漏感使12V、24V輸出電路中的濾波電容被尖峰電壓充電到峰值，即產生所謂的峰值充電效應，從而引起輸出電壓不穩(wěn)定。這里將5V繞組作為次級的始端。

對于多輸出高頻變壓器，各輸出繞組的匝數可以取相同的每伏匝數。每伏匝數nO可以由下式確定：

多路輸出單端反激式開關電源的電路設計方案" src="/uploadfile/dygl//201401/20140123063

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