圖2：針對(duì)FDA的噪聲分析電路。

任何基于電壓反饋的寬帶FDA都能使用這個(gè)設(shè)計(jì)流程將實(shí)現(xiàn)電阻值減小到公式2允許的最小值。表1顯示了適用這種分析的一些最小噪聲寬帶增益寬帶乘積(GBP)FDA。

表1：一些現(xiàn)代FDA器件和關(guān)鍵參數(shù)。

針對(duì)圖1所示的設(shè)計(jì)例子逐步減小Rf，重新計(jì)算其它電阻值，然后就能得出表2所示的以輸入為參考的噪聲結(jié)果。對(duì)這4個(gè)例子器件的任何一個(gè)來(lái)說(shuō)電阻值(實(shí)際值)是相同的，在50Ω輸入匹配時(shí)從Rt輸入端看的增益為5V/V(參考文獻(xiàn)4)。以公式5得到的輸出噪聲為參考的輸入增益為5，此時(shí)每種器件的估計(jì)輸入點(diǎn)噪聲見(jiàn)表2(其中仍包含假設(shè)的嵌入圖2中Rg元件的50Ω源噪聲)。

表2：電阻值和結(jié)果噪聲列表。

由于減小了電阻噪聲貢獻(xiàn)和噪聲增益，所以減小Rf設(shè)計(jì)值將同樣減少噪聲。160.71Ω的最小值使Rt趨于無(wú)窮大，進(jìn)而獲得可能最小的輸入噪聲和噪聲增益。不斷下降的噪聲增益(當(dāng)Rt開(kāi)路時(shí)等于1+Av/2)也將擴(kuò)展這些電壓反饋器件的帶寬。減小這些電阻的一種好處是共?？刂骗h(huán)路帶寬能夠使有源輸入匹配電路保持在從接近Rs的Rg1處觀察到的頻率之上。在Rt ->∞的限制下，表2最后一行的14.3Ω Rg1將被共模環(huán)路轉(zhuǎn)換為50Ω有源輸入阻抗。另外一個(gè)考慮因素是由于更低Rf值而增加的輸出級(jí)負(fù)載，這將增加實(shí)際差分負(fù)載，從而可能降低諧波失真性能。圖3繪制出了以輸入為參考的噪聲與表2中的Rf之間的關(guān)系曲線。通過(guò)減小Rf降低噪聲直到與想要的輸入匹配頻率范圍和加載因素一致明顯是有很大好處的。針對(duì)這些設(shè)計(jì)目標(biāo)從選取Rf = 500Ω開(kāi)始并且一直處理到最小161Ω值，可以將使用最低噪聲的ISL55210的總輸入點(diǎn)噪聲從大約2.15nV/√Hz降低到1.06nV/√Hz。將50Ω源阻抗提供的噪聲電壓返回匹配的輸入端(仍包含在這個(gè)1.06nV/√Hz最小值內(nèi))可以得到0.96nV/√Hz這個(gè)僅放大級(jí)的以輸入為參考的噪聲。

圖3：以輸入為參考的噪聲比較與目標(biāo)Rf值。

刪除Rt并只使用有源匹配設(shè)計(jì)

將上述分析應(yīng)用到極限，徹底刪除Rt元件，然后唯一地求解出要求的一組電阻值。在假定目標(biāo)輸入阻抗匹配Rs、從Rg1到差分輸出有增益的情況下求解所要求的Rf，可以得到簡(jiǎn)化的設(shè)計(jì)公式6至8，其中公式6只是公式2的Rfmin表達(dá)式的重復(fù)。

然后，Rg2 = Rs + Rg1 Equation 8

使用這個(gè)簡(jiǎn)化設(shè)計(jì)中的NG=1+Av/2將這些表達(dá)式放入公式5的輸出噪聲計(jì)算，得到噪聲系數(shù)(NF)表達(dá)式，即公式9(參考文獻(xiàn)5)。

從14dB(較早前使用的5V/V)增益開(kāi)始，針對(duì)固定50Ω輸入阻抗將增益以2dB步距往上提高，并且使用0.85nV/√Hz和表1中針對(duì)ISL55210的5pA/√Hz電流噪聲，可以得到要求的電阻值和結(jié)果噪聲，如表3所示。