簡介

AD834是目前最快的四象限乘法器，可用帶寬為800 MHz，相比之下，二象限乘法器AD539帶寬為60 MHz，四象限乘法器AD734帶寬為10 MHz，而四象限乘法器AD534帶寬為1 MHz.單芯片結(jié)構(gòu)和高速度使AD834非常適合平衡調(diào)制和解調(diào)、功率測量、增益控制和視頻開關(guān)等高頻應(yīng)用，此類頻率早已超過模擬乘法器的范圍。

AD834并未犧牲精度來實現(xiàn)速度。與所有ADI乘法器一樣，該器件在制造過程中使用激光調(diào)整對輸入和輸出失調(diào)執(zhí)行零點校準，建立精確縮放。典型應(yīng)用中，總靜態(tài)誤差可保持在±0.5%以下。

它提供商用、工業(yè)和軍用溫度范圍內(nèi)的8引腳塑封DIP、SOIC和陶瓷封裝，采用±5 V電源供電。

使用AD834的主要挑戰(zhàn)在于其電流模式輸出級。為了盡可能維持最高帶寬，AD834輸出采用開路集電極的差分電流對形式。當需要較傳統(tǒng)的接地基準電壓輸出時，這一形式很不方便。因此，本應(yīng)用筆記討論將上述電流精確轉(zhuǎn)換為單端接地基準電壓的方法。

這些應(yīng)用包括寬帶均方檢波器、均方根-直流轉(zhuǎn)換器、雙寬帶電壓控制放大器、高速視頻開關(guān)和變壓器耦合輸出電路。許多情況中，這些應(yīng)用為用戶提供了完整和成熟的解決方案，包括關(guān)鍵器件的建議電壓源。

AD834概覽

AD834是ADI公司不斷追求高精度模擬信號處理的成果，圖1以框圖形式提供其示意圖。具體而言，它融入了ADI二十年來在制造模擬乘法器方面的寶貴經(jīng)驗。器件使用激光調(diào)整薄膜電阻，通過3 GHz外延雙極性晶體管工藝構(gòu)建而成。由于特別注重細微之處，失真和噪聲異常低。圖2顯示了較詳細的簡化電路示意圖。

圖1. AD834框圖

將X和Y輸入應(yīng)用于具有285 跨阻和約25 k小信號輸入電阻的高速電壓電流(V/I)轉(zhuǎn)換器。兩個輸入端的滿量程輸入電壓為±1 V.輸入偏置電流通常為45 A.因此，差分對兩個輸入端的直流電阻必須相等，以便將失調(diào)電壓降至最低，正如運算放大器一樣。輸入端電阻還會將高頻振蕩的風險降至最低。使用建議的電源電壓時，V/I轉(zhuǎn)換器的共模范圍為±1.2 V.在該范圍內(nèi)，差分輸入呈現(xiàn)70 dB的共模抑制，對于 100 kHz的范圍是保守額定值。V/I轉(zhuǎn)換器內(nèi)的偶數(shù)階失真本身較低，同時內(nèi)置失真消除電路，通常可將奇數(shù)階非線性減小至±0.05%.

圖2. AD834簡化原理圖

乘法器內(nèi)核是一種大家熟悉的跨導(dǎo)線性電路。跨導(dǎo)線性原理[Ref. 1]利用了雙極性晶體管的基極-發(fā)射極電壓(VBE)與集電極電流(Ic)之間的精密對數(shù)關(guān)系?？鐚?dǎo)線性電路的輸入和輸出信號始終采用電流形式。內(nèi)部節(jié)點的電壓擺幅很小，因此不必對寄生結(jié)電容充電和放電，這也是帶寬減小和壓擺率受限的常見原因。所以跨導(dǎo)線性乘法器單元本身較快;也很容易實施成單芯片形式。不過，如果設(shè)計不仔細，這些器件可能引入失真。

該失真主要是由于內(nèi)核晶體管內(nèi)的發(fā)射極區(qū)域不匹配和電阻(歐姆)引起的(Ref. 2)。根據(jù)通道命名的傳統(tǒng)慣例，如圖2所示，X通道易受上述效應(yīng)影響，而Y信號路徑基本保持線性(四個輸出器件Q3至Q6在許多方面類似于共基級或共源共柵電路)。因此，需要盡可能最低失真的信號應(yīng)始終由Y通道處理。例如，在平衡調(diào)制器應(yīng)用中，載波(本振電壓)應(yīng)施加于X輸入，基帶信號則施加于Y輸入。

內(nèi)核輸出采用差分電流對形式?，F(xiàn)在，這些電流的縮放通常通過在X輸入端的V/I轉(zhuǎn)換器內(nèi)調(diào)節(jié)偏置電流來控制，該轉(zhuǎn)換器還會決定以二極管形式連接的晶體管(Q1和Q2)內(nèi)的電流。

在經(jīng)典電壓輸出乘法器中，吸收不可避免的電阻不匹配所需的調(diào)節(jié)范圍很小，此調(diào)整比例因子的方法可以接受。但在AD834中，傳遞函數(shù)涉及兩個輸入電壓VX和VY、調(diào)整電壓(在帶隙基準電壓源電路內(nèi)生成，調(diào)整至精確值，這里假設(shè)為1 V)和輸出電流lW:

此表達式中，電阻值R決定輸出電流的校準。制造時，薄膜電阻的初始不確定性可高達±20%,調(diào)整比例因子的常規(guī)方法會導(dǎo)致其他折衷(例如損失X輸入V/I轉(zhuǎn)換器內(nèi)的可用信號范圍)。

因此，AD834在內(nèi)核后使用"吉爾伯特增益單元"[Ref. 3]來提供有效值R的所需調(diào)節(jié)，此調(diào)節(jié)實際上通過調(diào)整電流IG,從而改變該單元的電流增益來實現(xiàn)。IG調(diào)整后，R有效值為250 Ω,當兩個輸入端均處于滿量程值±1 V時，可產(chǎn)生±4 mA的滿量程輸出電流。典型電流增益為1.6,由于此類型的放大器很快且會緩沖內(nèi)核輸出，乘法器的總體帶寬實際上強于直接使用內(nèi)核輸出。

來自內(nèi)核的偏置電流和增益設(shè)置電流IG產(chǎn)生較大穩(wěn)定電流(通常為8.5 mA)，該電流流入輸出W1和W2(引腳4和5)。僅將差分輸出精確指定為±4 mA.

輸出電流可用各種方式轉(zhuǎn)換回至電壓。最簡單的情況下，可能使用連接到正電源的負載電阻，但這些電阻不會將(兩個)差分輸出轉(zhuǎn)換為單端電壓。

為了讓AD834正常工作，必須將輸出引腳(4和5)拉至V+以上，以避免Q7至Q10發(fā)生飽和。為了免去獨立電源的麻煩，此處包含的幾個電路使用與AD834正電源引腳(6)串聯(lián)的降壓電阻;高于去耦所需值。

該降壓電阻降低了引腳6的電壓，從而為輸出晶體管提供了額外偏置余量。例如，在圖3所示的均方電路中，169 Ω降壓電阻兩端的11 mA靜態(tài)電流產(chǎn)生1.86 V的裕量。由于僅旨在對電源進行去耦，與引腳3的負電源串聯(lián)連接的去耦電阻僅為10 Ω。

圖3. 直流至500 MHz均方電路

本應(yīng)用筆記大部分是關(guān)于載入輸出的更有效方式。例如，由于經(jīng)過完全校準，兩個或更多個AD834的輸出可通過并聯(lián)連接來精確求和，如本應(yīng)用筆記稍后討論的均方根應(yīng)用。

均方檢波器

首先我們來討論一下均方檢波器(圖3)，其輸出是與輸入功率成正比的直流電壓。該電路僅需要校準信號發(fā)生器和直流電壓表就能說明AD834的超高速特性，因此非常有用。

輸入信號被施加于并聯(lián)連接的X和Y輸入。瞬時輸出電流因此與輸入電壓的平方成正比。幅度為A的正弦輸入電壓的平方是兩倍頻率下的失調(diào)余弦：

如果AD834的輸入具有上述正弦形式，則瞬時輸出電流(使用公式1)便為：

對于最大1 V幅度的正弦曲線，其平均值僅為2 mA.

在AD834引腳4和5兩端測得的滿量程差分電壓因此為2 mA× (50 Ω+ 50Ω)，即200 mV.該平均值由低通濾波器提取，低通濾波器由4.7uF 0.022 F(AVX器件#SR505E475MMAA和#SR505a223JAA)電容配合50 Ω集電極負載電阻(具有約650 Hz的-3 dB頻率)構(gòu)成。

由于4.7uF電容使用緊湊但有損的Z5U電介質(zhì)材料，而22 uF電容使用在最高頻率下也能確保良好濾波的高Q NPO電介質(zhì)，兩個電容并聯(lián)連接。請注意，4.7uF電容的容差為-20%至+80%,因此其-3 dB頻率不精確，不過通常并不需要器件具有精確特性。進一步濾波由從AD711運算放大器的反饋電阻分流的電容執(zhí)行，電容配置為具有65 Hz的-3 dB頻率。

由于電路有限地求平均值，低頻輸入下將產(chǎn)生一些紋波。

對于所示電路，1 kHz輸入將產(chǎn)生均方值加-42 dB 2 kHz紋波;對于100 kHz輸入，紋波僅為-80 dB.由于輸出帶寬受限，可以使用具有充足共模范圍的通用低速運算放大器，從而消除電平轉(zhuǎn)換需要。放大器差分增益可適當選擇以提供方便的比例因子。

圖3所示電路的滿量程增益如下計算。1 V(峰值)正弦輸入的平均輸出電流為±2 mA,在每個50 輸出負載電阻兩端產(chǎn)生±100 mV電壓或200 mV差分電壓。放大器配置為2.5的差分增益(反饋電阻對源電阻)，