上世紀(jì)60年代開始起步的DC／DC PWM功率變換技術(shù)出現(xiàn)了很大的發(fā)展。但由于其通常采用調(diào)頻穩(wěn)壓控制方式，使得軟開關(guān)的范圍受到限制，且其設(shè)計復(fù)雜，不利于輸出濾波器的優(yōu)化設(shè)計。因此，在上世紀(jì)80年代初，文獻(xiàn)提出了移相控制和諧振變換器相結(jié)合的思想，開關(guān)頻率固定，僅調(diào)節(jié)開關(guān)之間的相角，就可以實現(xiàn)穩(wěn)壓，這樣很好地解決了單純諧振變換器調(diào)頻控制的缺點。本文選擇了全橋移相控制ZVS-PWM諧振電路拓?fù)洌诜治隽穗娐吩砗透鞴ぷ髂B(tài)的基礎(chǔ)上，設(shè)計了輸出功率為200W的DC／DC變換器。

　　1 電路原理和各工作模態(tài)分析

　　1．1 電路原理

　　圖1所示為移相控制全橋ZVS—PWM諧振變換器電路拓?fù)?。Vin為輸入直流電壓。Si(i=1．2．3，4)為第i個參數(shù)相同的功率MOS開關(guān)管。Di和Gi(i=l，2，3，4)為相應(yīng)的體二極管和輸出結(jié)電容，功率開關(guān)管的輸出結(jié)電容和輸出變壓器的漏電感Lr作為諧振元件，使4個開關(guān)管依次在零電壓下導(dǎo)通，實現(xiàn)恒頻軟開關(guān)。S1和S3構(gòu)成超前臂，S2和S4構(gòu)成滯后臂。為了防止橋臂直通短路，S1和S3，S2和S4之間人為地加入了死區(qū)時間△t，它是根據(jù)開通延時和關(guān)斷不延時原則來設(shè)置同一橋臂死區(qū)時間。S1和S4，S2和S3之間的驅(qū)動信號存在移相角α，通過調(diào)節(jié)α角的大小，可調(diào)節(jié)輸出電壓的大小，實現(xiàn)穩(wěn)壓控制。Lf和Cf構(gòu)成倒L型低通濾波電路。

　　圖2為全橋零電壓開關(guān)PWM變換器在一個開關(guān)周期內(nèi)4個主開關(guān)管的驅(qū)動信號、兩橋臂中點電壓VAB、變壓器副邊電壓V0以及變壓器原邊下面對電路各工作模態(tài)進(jìn)行分析，分析時時假設(shè)：

　　(1)所有功率開關(guān)管均為理想，忽視正向壓降電壓和開關(guān)時時間；

　　(2)4個開關(guān)管的輸出結(jié)電容相等，即Ci=Cs，i=1，2，3，4，Cs為常數(shù)；

　　(3)忽略變壓器繞組及線路中的寄生電阻；

　　(4)濾波電感足夠大。

　　1．2 各工作模態(tài)分析

　　(1)原邊電流正半周功率輸出過程。在t0之前，Sl和S4已導(dǎo)通，在(t0一t1)內(nèi)維持S1和S4導(dǎo)通，S2和S3截止。電容C2和C3被輸入電源充電。變壓器原邊電壓為Vin，功率由變壓器原邊傳送到負(fù)載。在功率輸出過程中，軟開關(guān)移相控制全橋電路的工作狀態(tài)和普通PWM硬開關(guān)電路相同。

　　(2)(t1一t1′)：超前臂在死區(qū)時間內(nèi)的諧振過程。加到S1上的驅(qū)動脈沖變?yōu)榈碗娖剑琒1由導(dǎo)通變?yōu)榻刂?。電容C1和C3迅速分別充放電，與等效電感(Lr+n2Lf)串聯(lián)諧振，在諧振結(jié)束前(t2之前)，使前臂中心電壓快速降低到一0．7V，使D3立即導(dǎo)通，為S3的零電壓導(dǎo)通作好準(zhǔn)備。

　　(3)(t1′一t3)：原邊電流止半周箝位續(xù)流過程。S3在驅(qū)動脈沖變?yōu)楦唠娖胶髮崿F(xiàn)了零電壓導(dǎo)通，由于D3已提前提供了原邊電流的左臂續(xù)流回路，雖然兩臂中點電壓為零，但原邊電流仍按原方向繼續(xù)流動，逐步衰減。

　　(4)(t3-t4)：S4關(guān)斷后滯后臂諧振過程，t3時加到S4的驅(qū)動脈沖電壓變?yōu)榈碗娖剑琒4由導(dǎo)通變?yōu)榻刂梗呺娏魇ブ饕ǖ?。C4和C2開始充放電，與諧振電感Lr串聯(lián)諧振。D2導(dǎo)通續(xù)流，為S2的零電壓導(dǎo)通作好準(zhǔn)備。原邊電流以最大變化率從正峰值急速下降。

　　(5)(t4一t5)：電感儲能回送電網(wǎng)期。t4時刻D2已導(dǎo)通續(xù)流，下沖的電流經(jīng)D2返回到電源EC，補償了電網(wǎng)在全橋電路上的功耗。滯后臂死區(qū)時間應(yīng)該在該時間段內(nèi)結(jié)束。原邊電流下沖到零點。

　　(6)(t5一t6)：原邊電流下沖過零后開始負(fù)向增大。S2和S3都已導(dǎo)通，形成新的電流回路，開始新的功率輸出過程。但副邊兩整流二極管正是同時導(dǎo)通和急劇變換的過程，副邊電壓被箝位在低電平，出現(xiàn)占空比丟失過程。因此滯后臂死區(qū)時間設(shè)計是關(guān)鍵。

　　各時段工作模態(tài)等放電路如圖3所示，圖3中未畫出變壓器副邊電路。

　　2 關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計

　　2．1 死區(qū)時間設(shè)計

　　該變換器一個周期內(nèi)有兩個關(guān)鍵的死區(qū)時間，這兩個死區(qū)時間的設(shè)計會影響到主開關(guān)管的電壓應(yīng)力限制和ZVS的實現(xiàn)。為了保證每個主開關(guān)管上電壓應(yīng)力為輸入電壓的一半，S1要比S3提早關(guān)斷tdeadF1，S4要比S2提早關(guān)斷tdead2。如果4個開關(guān)管的輸出結(jié)電容COSS1～COSS4是一樣的，從理論上講只要tdead>0就可以了。但實際上4個開關(guān)管的輸出結(jié)電容不可能完全一致，同時為了保證可靠，此區(qū)時間的設(shè)置應(yīng)該滿足如下的條件：S1上的電壓到達(dá)Vin/2，也就是D1已經(jīng)導(dǎo)通；同樣，S4上的電壓到達(dá)Vin／2，也就是D4已經(jīng)導(dǎo)通，雖然4個開關(guān)管的輸出結(jié)電容會有差異，但是在用上述方法設(shè)計時，可以把COSS1～COSS4看作是器件手冊里給定的參數(shù)。假定都是COSS，要滿足上述條件，死區(qū)時間的設(shè)計應(yīng)滿足如下不等式。

S2和S4的零電壓是由激磁電感上的激磁電流在tdead2時間段對S3的結(jié)電容充電，同時塒S2和S4的結(jié)電容放電來實現(xiàn)的。實際上，死區(qū)時間不可能設(shè)計得很大。在原邊電流上沖過零點之前，結(jié)束tdead2讓S4開通，以實現(xiàn)主動功率丌關(guān)管的零電壓開通。若tdead2太長，原邊電流過零反向流動之后，將難以實現(xiàn)零電壓開通。因此滯后臂的ZVS條件可表示為

　　由此可見，根據(jù)上面的設(shè)計方法，兩個死區(qū)時間的設(shè)計表達(dá)式是相同的。

　　由于

　　式中：n為變壓器的變比；Lm為變壓器初級電感量；fs為開關(guān)頻率。

　　將式(3)代入式(1)和式(2)，可以得到兩個死區(qū)時間的統(tǒng)一設(shè)計式

　　2．2 諧振參數(shù)的設(shè)計

　　諧振參數(shù)的設(shè)計是諧振變換器設(shè)計中非常重要的一環(huán)，該諧振參數(shù)的設(shè)汁可以按下面推薦的方法來設(shè)計。

　　首先根據(jù)變換器輸入輸出電壓來計算出變壓器的變比n，其計算公式如下。

　　式中：VOmin為輸出直流電壓：VD為輸出整流二極管的通態(tài)壓降；VIf為輸出濾波電感上的直流壓降；Dsecmax為副邊占空比。

　　根據(jù)期望的諧振電容的最大應(yīng)力VCmax，來設(shè)計諧振電容的大小，其計算公式如下。

　　式中：Tmax為最大開關(guān)周期。

　　再根據(jù)LC振蕩頻率fs來設(shè)計諧振電感Ls的大小，其計算公式如下。

　　Ls的選擇也涉及到很多問題，取大些可有效地抑制原邊電流急劇變化引起的寄生振蕩，降低開關(guān)損耗；但過大義延長了占空比丟失時間，使整機的效率明顯降低。如取小些，負(fù)載電流最大時仍能控制移相穩(wěn)定，提高電源效率，但過小，雖然占空比丟失最小，但增大開關(guān)損耗，加劇了開關(guān)管的溫升，降低了電源的可靠性。

　　3 實驗結(jié)果

　　根據(jù)以上方法設(shè)計和制作了200W移相全橋諧振ZVS變換器實驗樣機，其主要參數(shù)如下：

　　輸入直流電壓Vin為280～550V；
　　輸出直流電壓Vo為24V；
　　輸出電流Io為O"