近來，CTV產(chǎn)品中的LCD屏幕尺寸越來越大，已經(jīng)超過40英寸。由于屏幕尺寸的增大，CCFL的數(shù)目及其驅(qū)動(dòng)電路也有所增加。目前有很多種方法將CCFL置于大型LCD屏幕的背面，以便為整個(gè)屏幕提供背光照明。然而，即使是將許多CCFL串聯(lián)或并聯(lián)起來，能夠獲得的亮度還是不夠。此外，其預(yù)計(jì)壽命亦只有15 000～50 000小時(shí)。而且，因?yàn)樗捎昧擞泻ξ镔|(zhì)，CCFL背光照明還存在環(huán)境污染問題。

在小尺寸的手機(jī)LCD屏幕上采用LED實(shí)現(xiàn)背光照明已經(jīng)非常普及。作為交通信號(hào)燈及超過40英寸LCD屏幕的背光照明源的功率LED，彩色表現(xiàn)力好，且壽命可達(dá)100 000小時(shí)。功率LED的正向電壓為3.0～4.0V，最大額定電流高達(dá)500～700mA。一直有人嘗試設(shè)計(jì)基于RGB LED的背光照明，期望在相同濾色（CF）透射比下實(shí)現(xiàn)30%以上的NTSC效果，或在保持相同色域的同時(shí)，將濾色透射比增加32%～40%。由于每個(gè)RGB LED單元能組合起來構(gòu)成白色，各個(gè)顏色的LED將采用串聯(lián)方式連接，這樣就能利用相同電流同時(shí)控制每個(gè)顏色組別，如圖1所示。

基于RGB背光照明所需的LED總數(shù)量，對(duì)22英寸的屏幕來說是72個(gè)；32英寸是160個(gè)；40英寸以上是400～500個(gè)。這樣便需要40～300Vdc的電壓來驅(qū)動(dòng)LED。而所需的輸出電壓取決于串聯(lián)LED的數(shù)量。所以，傳統(tǒng)的方法是首先采用升壓轉(zhuǎn)換器作為前置調(diào)壓器，將整流后的交流輸入電壓先轉(zhuǎn)換成400Vdc；然后利用降壓轉(zhuǎn)換器進(jìn)行LED電流調(diào)節(jié)。交流輸入電壓必須通過兩個(gè)階段才能轉(zhuǎn)換成直流電流，因此成本高且效率低。而且，這種轉(zhuǎn)換方案對(duì)交流輸入側(cè)的功率因數(shù)要求很高，所以也需要功率因數(shù)校正（PFC）。

本文將介紹采用單級(jí)功率轉(zhuǎn)換器簡(jiǎn)單而直接地控制交流輸入電流，這樣便可通過單一功率轉(zhuǎn)換過程同時(shí)獲得功率因數(shù)校正和功率LED電流調(diào)節(jié)，這一方案效率高、電路簡(jiǎn)單而且成本低。

建議的控制策略

圖2為單級(jí)功率轉(zhuǎn)換電路。由于采用的是降壓/升壓拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，輸出電壓可高于或低于直流電路的電壓峰值。傳統(tǒng)的電流調(diào)節(jié)PWM（CR-PWM）通常利用其控制命令電流 圖1 RGB LED的陣列和背光照明結(jié)構(gòu) （I*）來控制負(fù)載電流。然而，如果使用傳統(tǒng)的 CR-PWM控制方法，負(fù)載電流將為方波；因?yàn)镸OSFET的漏極電流必須與其恒定的I*相同。因此需要采用不同的控制方法來達(dá)到線路電流的波形，又同時(shí)能調(diào)節(jié)恒定的LED電流。

圖2 帶功率因數(shù)校正功能的單級(jí)功率轉(zhuǎn)換器

本文給出了一種新的控制方法，既能使線路電流呈現(xiàn)出與線路電壓相同的正弦波形，又能通過I*調(diào)節(jié)LED電流。LED電流是利用典型的CR-PWM方法通過間接檢測(cè)MOSFET電流來控制，如圖2所示。因此無須使用任何隔離的電流傳感器。

電感中感應(yīng)電流的提升速度與直流電路電壓S≡Vdc（k）/L成正比，這里Vdc（k）是于第k個(gè)開關(guān)轉(zhuǎn)換時(shí)段內(nèi)經(jīng)整流的直流電路電壓。如果MOSFET關(guān)斷，電感中的感應(yīng)電流強(qiáng)度將下降，并將所儲(chǔ)存的能量釋放給負(fù)載側(cè)。由于輸出電壓因?yàn)V波電容Co的存在而被看成恒定的，電感中電流的下降速率通常是一個(gè)常數(shù)，與直流電路電壓無關(guān)。如果檢測(cè)到的MOSFET電流超過所設(shè)定的電流I*，R-S觸發(fā)輸出將復(fù)位，MOSFET會(huì)被關(guān)斷。

當(dāng)直流電路電壓非常低，被檢測(cè)的電流不可能在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)超過I*。因此，觸發(fā)電路不會(huì)復(fù)位，而MOSFET將繼續(xù)保持導(dǎo)通，直到被檢測(cè)電流在下一個(gè)開關(guān)周期超越I*才會(huì)關(guān)斷，如圖6所示。一旦被檢測(cè)MOSFET的電流超過I*，MOSFET將被關(guān)斷，直到R-S觸發(fā)電路被內(nèi)部時(shí)鐘重新置位。按照這種工作方式，MOSFET的導(dǎo)通與關(guān)斷動(dòng)作將跟隨直流電路的電壓進(jìn)行，結(jié)果使到交流輸入的功率因數(shù)得到校正。

因此，占空比在正弦波的0°和180°相位附近變高，而在正弦波的中心（90°相位）附近變小。這樣就可獲得與交流輸入端處的交流輸入電壓相位同步的正弦電流波形。

從圖3（b）所示的被檢電壓vid（t）看出，進(jìn)入MOSFET的電流ids（t）在MOSFET導(dǎo)通時(shí)線性增大。但這個(gè)由R-C濾波電路輸出的被檢電壓vid（t）有些延遲。因此，在MOSFET關(guān)斷時(shí)，電流反饋電壓和真實(shí)MOSFET源極電流之間存在一個(gè)控制偏差id（k）。這個(gè)偏差在線路電壓增高時(shí)會(huì)變大。因此，隨著交流輸入電壓增加，其真實(shí)峰值電流IL（k）可能比設(shè)定的I*高。