目前的變頻風扇一般采用無刷直流電機，因其無勵磁繞組、無換向器、無電刷、無滑環(huán)，結構比一般傳統(tǒng)的交、直流電動機簡單，運行可靠，維護簡單。與鼠籠型感應電動機相比，其結構的簡單程度和運行的可靠性大體相當，但由于沒有勵磁鐵耗和銅耗，功率在300W以下時，其效率比同規(guī)格的交流電機高10%～20%。

無刷直流電機一般采用方波驅動，采用霍爾傳感器采樣轉子位置，以此為基準信號控制繞組強制換相。這種方案控制方法簡單，成本低，在目前電動車方案中應用廣泛。但由于方波驅動換相時會出現(xiàn)電流突變，導致轉矩脈動較大，轉動不平穩(wěn)，噪聲指標較差，難以在家電應用領域推廣。而正弦驅動可以避免換相時的電流突變，雖然最大轉矩會降低，但在噪聲指標上有明顯的優(yōu)勢。

通常電機變頻控制都采用DSP實現(xiàn)，還需要提供傳感器精確檢測轉子位置，可實現(xiàn)高精度控制，但DSP方案開發(fā)成本和應用成本都很高，家電應用對價格非常敏感，傳統(tǒng)的DSP電機矢量控制方案比較難推廣。由于某些家電應用對動態(tài)響應等性能要求不高，如風扇，可以用稍微降低性能但大幅度降低成本的方案來代替DSP方案。本文提出了8位單片機的正弦波驅動方案來滿足這種需求。

硬件選型

1 正弦波信號產生

本方案控制核心為一顆集成PWM發(fā)生器的8位單片機——中穎SH79F168，其內部框圖如圖1所示。此MCU采用優(yōu)化的單機器周期8051內核，內置16KB閃存，兼容傳統(tǒng)8051所有硬件資源，但最高指令執(zhí)行速度提高12倍，采用JTAG在線仿真方式，內置16.6MHz振蕩器，同時擴展了如下功能：雙DPTR指針；16位×8乘法器和16位/8除法器；3通道12位帶死區(qū)控制PWM，6路輸出，輸出極性可單獨設定，提供中心對齊和邊沿對齊模式；集成故障檢測功能，可瞬時關閉PWM輸出；內置放大器和比較器，可用作電流放大采樣和過流保護；提供硬件抗干擾措施，例如PC指針溢出復位等；提供Flash自編程功能，可以模擬用做EEPROM，方便存儲參數(shù)。

圖1 MCU內部框圖

由于集成PWM發(fā)生器和電流放大/比較器，一顆SH79F168就可以完成所有控制功能，而且采用8051內核，上手容易。

設計原理

整個系統(tǒng)采用SH79F168為主控MCU，MCU輸出的PWM信號直接和功率模塊連接，控制功率管的通斷。同時MCU還負責電壓電流ADC檢測，霍爾位置檢測，速度給定輸入轉換，實際轉速信號輸出以及電機控制算法等功能，結構如圖2所示。

圖2 控制部分結構圖

功率部分采用智能功率模塊，可用MCU輸出信號直接控制，PCB Layout時需注意snubber電容要盡量靠近SPM，減小引線電感，同時自舉升壓二極管需選用高耐壓快恢復二極管，結構如圖3所示。

圖3 功率部分結構圖

霍爾相序自動測定

為了實現(xiàn)自動判別霍爾（Hall）輸出信號與轉子磁動勢的位置關系，常采用的辦法是給二相繞組持續(xù)通電，讓轉子固定在某個位置，記錄下對應的Hall信號值。但這種方法有缺陷，定子合成磁勢的方向正好和霍爾位置重疊，這樣可能導致誤判。本方案采用另外一種方法避開解決此問題，采用三相通電，這樣定子合成磁勢的方向剛好與霍爾位置錯開30°電角度，確保了讀到的霍爾值的準確性。

正弦波控制方式

得知Hall輸出信號與轉子磁動勢位置的關系之后，可以產生正六邊形的旋轉磁場，如圖4所示，AB相繞組通電，產生圖中合成磁勢Fa，由于Fa的牽引，F(xiàn)f將會順時針旋轉，旋轉到X位置后，換成給AC相通電，則Fa順時針跳躍60°電角度，牽引Ff順時針旋轉60°，依次類推，通電順序按照AB-AC-BC-BA-CA-CB-AB循環(huán)，則帶動永磁轉子順時針旋轉。這就是傳統(tǒng)的方波控制方式。

圖4 二極三相繞組示意圖

由電機基礎理論可知：T=K*Fa*Ff*sinθ。式中K為常數(shù)，F(xiàn)f為定子合成磁動勢，F(xiàn)a為轉子磁動勢，θ為定子磁動勢和轉子磁動勢的夾角，顯然θ=90°時轉矩最大。方波控制以六步運行，θ在60°?120°之間變化，因此不是恒定轉矩，正弦波控制的目的就是控制定子磁鏈方向，盡量保持定子磁鏈方向和轉子磁鏈方向垂直。(這也就是DSP矢量控制追求的目標——定子磁鏈定向控制)。這樣轉矩最大且恒定，沒有轉矩脈動。

要想獲得上述效果，需要知道轉子精確位置，采用光電編碼盤定位準但成本高，家電應用中負載確定，電機轉速不會突變，因此本方案采用目前無刷電機標配的霍爾傳感器來檢測轉子位置。60°電角度內認為轉子速度恒定，轉子位置采用軟件模擬定位。轉子旋轉360°電角度，霍爾傳感器有六種輸出，在程序中作出一個360°正弦波的表，每隔60°分段，通過讀取3路霍爾的當前值，軟件取不同的段，取出的數(shù)據(jù)送入PWM發(fā)生器的占空比寄存器，就可以復現(xiàn)一個完整的360°正弦波，取表間隔時間以上一霍爾周期實際測試時間為參考動態(tài)調整。

超前換相角處理

上述方案實現(xiàn)的是理想狀態(tài)下的電壓驅動波形，只是保證電壓矢量是和轉子磁勢方向基本垂直，實際上由于電機是感性負載，電機定子電流矢量滯后于定子電壓矢量，因此定子磁勢也滯后于定子電壓矢量，也就是說，如果按照上述SPWM波形驅動電機，定子磁勢和轉子磁勢夾角將小于90°，電機轉矩不是最大，定子電流存在直軸分量，產生去磁效應，導致控制器的功率因素不高，因此需要加入超前換相處理。以便定子磁勢和轉子磁勢夾角盡量接近90°。軟件實現(xiàn)很簡單，只要在做正弦表時，將初始角度超前就可以，無須更改軟件結構。

如何調速

正弦波頻率是根據(jù)Hall信號的變化隨時調整，屬于自控式被動變頻，如果要調節(jié)電機速度，不能直接修改調制正弦波頻率，而是修改調制波幅度，因此軟件中取出的正弦表值會和外部的速度給定系數(shù)相乘后再寫入PWM發(fā)生器的占空比寄存器中，調制幅度修改后，電機上等效電壓變化，因此轉子轉速變化，而正弦調制波的頻率則依據(jù)轉子霍爾信號被動調整。